易混疊的系統

當感興趣的信號伴隨著雜散信號的高頻耦合或大的高頻紋波時，系統容易出現混疊。結果可能僅包括傳遞不正確或有噪音的值，或控制回路落在不正確的工作點上。

根據Nyquist采樣定理，零漂移時鐘應至少是感興趣信號的最大頻率分量的兩倍。換句話說，輸入信號的最大頻率應該小于或等于放大器內部時鐘的一半。

如何遵守Nyquist采樣理論？確定信號頻率的上限（fin < fCLOCK/2）很容易，但雜散信號、噪聲或紋波的拾取可能包含高于Nyquist頻率的頻率。然后，這些頻率可能混入適當的頻率范圍，從而導致錯誤或不正確的讀數。

為了確保輸入信號的頻率成分被限制到可用的頻率范圍，可以在放大器之前添加低通濾波器。此濾波器用作抗混疊濾波器。通過衰減較高頻率（超出Nyquist頻率），減少或消除混疊效應。

在放大器輸入之前，抗混疊濾波必須是純模擬濾波。通常一個簡單的RC濾波器就足夠了，如圖13所示。無需復雜的濾波器架構。不要將放大器配置為有源濾波器電路中濾波器的一部分。

圖13. 抗混疊濾波器可以像兩段RC濾波器一樣簡單。

             濾波器必須置于放大器輸入的前面。

級聯零漂移放大器也可能帶來風險，因為多個時鐘頻率可能相互作用并導致混疊。

瞬態響應考量

由于斬波器通道結構采用基于時間的采樣方式，使得零漂移放大器實現較低的偏移量具有一定的時間特性，這就意味著偏移校正不會立即發生。在放大器輸入的大的動態步，或者更糟的是，輸入過載可以創造條件，使環路將需要時間來重建低偏移量。這本質上影響了穩定的時間和行為。

使用較高的時鐘頻率已實現了相對快速的恢復和穩定時間；然而，這些參數通常為幾十微秒或對零漂移放大器更高。通常情況下，這是由于設計權衡。在晶體管級放大器設計中，選擇更快的穩定時間會導致更高的失調電壓。通常，較低的輸入失調電壓規格具有較高的優先級。

導通時間和強固的設計

由于零漂移放大器含相當多的邏輯電路，因此它們也包括一些在啟動和電源故障(如停電)期間確保特定行為的方法也就不足為奇了。當第一次啟動一個偏置校正放大器，在很短的時間內輸出將反映未經校正的偏移量。一旦電源電壓達到電源復位(POR)電路設定的跳閘點，偏置校正機制需要幾個時鐘周期，直到放大器的輸出達到指定的失調電壓限值為止。

通常，從整個系統的角度來看，放大器啟動時間并不是個關鍵項，因為它通常在整個系統的啟動時間內。這可能是許多運放制造商沒有在他們的零漂移放大器數據表中顯示這個參數的原因。應該注意的是，啟動時間也取決于放大器的配置增益-更大的增益可增加整體啟動時間。

在非常關鍵的系統中，應考慮這樣一個事實，即線性放大器簡單地消除了這些錯亂，提供更強固的啟動性能。一些精密運算放大器使用TRIM而不是斬波穩定型或自歸零結構來實現低失調電壓。這采用放大器省去了任何時鐘系統。這在許多設計如大型工業斷路器中是個關鍵的考量。折中之處在于，這些微調線性放大器不一定達到零漂移放大器相同的超低輸入失調電壓性能。改善軌對軌性能的零漂移效應

軌對軌輸入運算放大器使用兩個輸入對實現加寬共模輸入電壓范圍。PMOS對可用作較低輸入電壓區域的輸入級，而NMOS對可用于較高輸入電壓區域。每個輸入對具有其自己相應的輸入失調電壓。當共模電壓從一個區域移動到另一個區域時，通常存在交叉區域，其中失調電壓從一個區域跳躍到下一個區域。

與非零漂移放大器相比，零漂移運算放大器中的軌對軌輸入性能帶來了明顯的好處，顯著地降低了PMOS和NMOS輸入對之間的輸入級交叉區域的影響。接近共模輸入電壓極限的失調電壓和失調電壓漂移性能是極佳的，因此零漂移放大器也常用于高邊電流檢測等應用。

零漂移對低頻噪聲的影響

零漂移斬波穩定型放大器特別適合在較低頻率下進行精確、高增益放大。通常，它們不表現出線性運放的較高帶寬，它們的時鐘頻率的位置為信號保真度確立了一個實用的頻率限制，如在關于混疊的章節中所述。這使得在低頻的性能特別重要，而且斬波穩定型架構通過消除經典的線性運放1/f輸入電壓噪聲，進一步有助于低頻可用性(見圖14)。

許多高增益傳感器應用處于低頻，使得零漂移放大器成為這一功能的自然選擇。盡管這里使用了術語“低頻”，但是這些放大器通常提供高達100 kHz的優異性能。

   (a)                                                                              (b)

與電壓噪聲一樣，斬波穩定也消除了1/f電流噪聲。但由于輸入開關的電荷注入，斬波穩定型放大器顯示出斬波中更大的輸入電流噪聲。這增加的電流降低了輸入阻抗可導致噪聲等于或超過電壓噪聲水平的水平。以NCS333為例，62-NV/√Hz輸入電壓噪聲在1 kHz下，當輸入阻抗大于177 kΩ時，350-fA/√Hz輸入電流噪聲將導致噪聲超過輸入電壓噪聲。

相比之下，零漂移自歸零放大器把噪聲降到基帶。與斬波穩定型結構相比，這給自歸零結構帶來了在輸入信號處于直流或低頻時的一個缺點。

零漂移對輸入電流的影響

由于斬波穩定技術，所有的零漂移放大器都存在輸入電流尖峰。這些電流尖峰是由電荷注入和時鐘饋通引起的。輸入電流在IIB規范中被平均，但輸入偏置電流不是真正恒定的。實際上，輸入電流尖峰隨著時鐘頻率周期性地出現。

當輸入電流流過輸入電阻時，這會導致輸入電壓尖峰，使增益倍增。為了最小化電壓尖峰，不推薦使用非常大的輸入電阻值。輸入電流尖峰也可以用一個簡單的低通RC濾波器濾除，如圖13所示。濾波器頻率應設置在斬波采樣率以下。

此外，輸入電流尖峰使零漂移放大器不適用于測量輸入電流的跨阻抗放大器。

SPICE模型中零漂移效應的缺失

SPICE仿真不提供對零漂移放大器行為（如混疊）的任何了解。零漂移放大器的所有SPICE模型是連續時間模型。它們被設計成盡可能接近運算放大器的線性性能。斬波器未建模。它們是連續的時間，因為鐘控和采樣的系統仿真得更慢。

總結

零漂移放大器提供出色的DC和低頻性能。增益帶寬積是用于確定零漂移放大器電路實際帶寬的不甚理想的規格，特別是因為它們的內部時鐘在這帶寬內。實現最佳性能需要了解不總是可用的內部時鐘頻率，但有時其他線索和測試將顯示出來。

本文作者感謝Jerry Steele發現NCS325的混疊，并為撰寫本文提供指導。

參考文獻

1.LM321 Single Channel Operational Amplifier datasheet.

2.NCS20071 Operational Amplifier, Rail-to-Rail Output, 3 MHz BW datasheet.

3.NCS21911 Precision Operational Amplifier, 25 μV Offset, Zero-Drift, 36 V Supply, 2 MHz datasheet.

4.NCS333A 10 μV Offset, 0.07 μV/°C, Zero-Drift Operational Amplifier datasheet.

關于作者

Farhana Sarder是安森美半導體的應用工程師。她擁有模擬電路設計背景，專注于放大器產品，包括精密運算放大器、電流檢測放大器和比較器。她擁有電氣工程碩士學位。