這個必須要贊一下

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參數沒有做說明，只是試著去看些

用一個極點，一個零點IP1Z 的 TYPE II 去補償 雙極點s^2的控制輸出，補償的增益中必定有s^2的關系

你的上面沒有這種關系

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說說我對環路補償的理解吧

環路了補償跟所有的放大器補償是一樣，目的只有一個是放大器穩定

工程計算的方法通常是以BODE圖去做研究的

通過傳遞函數是去找出函數變化發生轉折的點(叫拐點可能跟函數的里面的拐點不一樣的意義，

函數的拐點是凹凸性發生改變的點)，這個轉折點就是零點和極點

而不是通過去解傳遞函數的方程的方法

這樣所有的計算就相當于做加減乘除法了，環路其實很簡單的

一個極點相當于一個RC積分器

相位偏移 θ = - arctan( ω / ωp ) ,    ωp為極點頻率

增益是G = -20 lg ( ω / ωp)  

同樣零點相當于一個RC微分器

尋著這個思路，上面的所有計算都是很容易的

在以-1斜率的低頻率段，通過提高低頻段的增益，就相當于提高了相位的邊界 PM

這個增益補償完了，再反過來可以驗證下就可以了，就像磁芯飽和的計算一樣的。

計算不是環路的補償的難點，難點是因為在補償環路有很多分布參數的影響，造成相移

這個很難控制，所以才有上面提高相位的邊界PM值。

其實環路補償是很簡單，真的是很簡單，特別是TYPE III型補償更簡單，

增加了電路零件，而補償變得更容易了。

先不考慮分布參數的影響，就上面附件中的例子兄臺給講講TYPE III零、極點的設置方法？（期望的相位余量60度、10Hz處增益70dB、穿越頻率20kHz，不出現條件穩定）

在BODE圖上把第一個零點設置成fz1 = 0.5 * Flc , 

 第二零點 fz2 = Flc , 輸出的雙極點Flc

第一極點fp1 = Fesr ,  Fesr 輸出的零點

第二極點fp2 = 0.5 *Fsw 

TYPE III型補償要簡單些，就像你上面說的，零點和極點相互抵消

這樣變得更容易了

能講解一下具體怎么設置？參數如何調整？如果沒有單獨的電容可以視為0嗎？就是少一個極點。還有反激的參數是一樣的計算？

按這種方法設置后的總開環bode圖如下：

將穿越頻率設置成預期的20kHz，10Hz處增益60.619dB，相位余量64.772度，低頻增益和相位余量都沒有達到預期值。（如果將相位余量設置為60度，穿越頻率就不是20kHz了）

如果期望在20kHz穿越頻率處的相位余量是50度，采用這種方法得到的結果依然是64.772度，這種方法跟K-factor法相似雖然設置相對簡單但結果只能是固定的一種（無法得到最優參數）。

低頻增益和相位余量都沒有達到預期值

這個低頻的增益，可以調整第一、二個零點的增益

也就是EA反饋電阻R2/R1的比值

通過補償后，BODE圖應該是閉環的增益BODE，相位BODE圖

Gc(s) = Go(s)  / [  1 + Go(s) * F(s) ]

Go(s) 開環增益，Gc(s) 閉環增益, F(s) 環路補償

調零點增益（我的理解是調原極點）可以改變低頻增益同時穿越頻率也會跟著改變，如果期望二者都達到預期值還需重新設置零點、極點的位置。

環路補償中的參數一般都是改一個而關聯影響好幾個所以在設置上會有些麻煩，如果采用試湊法在bode圖上移動零、極點也能得出差不多的結果不過需要一點經驗和了解一些規律。

一樓附件中的方法就是普通解方程的方法，將所有的變量關聯起來（消元）最終只剩下少量幾個未知量，上述設計方法中是以極點頻率fp為待設變量的。

按此方法描述的曲線如上圖，所有的曲線在穿越頻率20kHz處的相位余量都是60度跟預期設置的值一樣，這里只須選擇一個合適的極點fp的值就可以了。比如上圖中選極點fp=45kHz左右比較合適。

另這個補償后的圖是開環bode圖既Go(s)。

環路補償以前聽過，但是不知道具體怎么回事，正好學習一下

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這個是什么軟件畫的圖呢x 感覺看起來好棒 比matlab的好看點

是Mathcad軟件

上面說的用閉環是不正確的

一般用Go(s) * F(s)去判斷閉環函數的穩定性 ，這里可以說Go(s) * F(s)是Gc(s)的特征函數

Go(s) * F(s)的模值大于1，且其在0dB時的相位Φ0與-180度差值大于45

下面的圖是向量式

3Q 老夫去弄一個

謝謝分享！

頂一下

非常好的資料，感謝分享！

感謝

樓主能不能講講恒流源這樣的環路如何補償

補償方法是一樣的，在常規應用中采用TypeⅠ ~Type Ⅲ補償器基本都可以勝任并且是向下兼容的。

恒流源首先要獲得以電流作為反饋信號的小信號模型然后就可以采用貼中的方法進行參數配置了。

感謝你的回復。我的半橋輸出，用分流器檢測負載電流，10mR的電阻，電流10A時電壓為100mV，利用這個作為電流反饋信號。

我用simplis仿真，得出來的開環曲線是以-40DB下降的。但是我做的實際電路中，卻是以-20DB下降。怎么會差異這么大？

仿真建模時要加入寄生參數，比如電解的ESR、電感的R、導線電感等才能接近真實電路，實際電路中這些寄生參數并不容易測量所以通常是用環路掃描儀（或網分）獲得的bode圖。

仿真時寄生參數都有添加的。實際電路的bode圖是儀器掃出來，兩者相差距大。

電壓環路沒有問題，仿真和實際基本一致。

我把siplims文件傳上來，你這邊有時間幫我看看嗎?

沒用過這個軟件，檢查一下環路器件有沒有飽和的或者是工作在非線性區的，比如光耦的參數配置等等，恒流、恒壓靜態工作點會有區別，其它好像沒什么區別。

感謝大咖技術分享