作者，FairchildNingliangMi、RichardChung、LeiHua、XiukuanJing和JasonGuo

本文介紹具有高功率因數（PF）和高工作效率的LED照明應用中，初級端調節（PSR）反激式拓撲的工作原理。文中說明了PSR反激式LED驅動器的基本知識及其優劣勢。本文提出一個設計步驟，并進行了詳細介紹，幫助工程師實現AC-DCLED驅動器效率、功率因數（PF）、THD及其反激式變壓器設計的最佳設計平衡。

本文中介紹的獨特PSR反激式設計方法允許驅動器以較低的輸入電壓部分運行在臨界導通模式（BCM）下。因此，驅動器可以實現高效率，同時保持高功率因數和低THD。本文最后還給出一個快速設計實例，進行驗證。

LED照明電源要求

作為一種固態光源，發光二級管（LED）具備使用壽命長、功效出色以及環保特性，因此得到了廣泛應用。另外，LED技術還提供卓越的靈活性，可控制顏色、照明模式以及燈具自身。目前，LED正在取代現有的照明光源，如白熾燈、熒光燈和HID燈等。

LED的驅動和照明主要需要恒定電流，同時LED鎮流器必須維持較高的功率因數。LED鎮流器需要高功率因數，因為LED本身就是非線性負載，會導致線路電流諧波。盡管針對固態照明的新能源之星指令要求功率超過3W時功率因數要大于0.9，鎮流器輸入線路電流諧波還需要滿足IEC61000-3-2C類法規的要求。

為了實現IEC61000-3-2C類法規要求，通常在低功率（<25W）LED照明應用中使用具有PFC功能的單級反激式轉換器。另外，在各種各樣的反激式拓撲中，初級端調節（PSR）反激式是最具成本效益的解決方案。通過使用具有初級端調節的單級拓撲，可以使用少數外部元件和最少的成本實現LED照明電路板。例如，PSR反激不需要大容量輸入電容器，也不需要具有次級端調節的反饋電路。圖1顯示單級PSR反激式LED驅動器電路。

圖1.具有高功率因數的單級PSR反激式LED驅動器。

初級端調節反激式

DCM模式

通常來說，首選非連續導通模式（DCM）運行實現初級端調節，因為該模式提供非常精確的輸出調節和統一的功率因數。[2]參考2中詳細說明了DCM反激式轉換器。

為了實現高功率因數和低THD，通常對具有固定開關頻率的DCM頻率轉換器采用恒定導通時間控制。圖2顯示初級端開關電流、次級端二極管電流和MOSFET開關柵極信號的典型理論波形。

圖2.以DCM模式運行的功率因數校正反激式轉換器的時序和輸入電流波形。

通過恒定導通時間控制，平均輸入電流可以用以下方程式表示。

在這里，D是指轉換器的開關占空比，而是指反激式變壓器的初級端磁化電感。上式表明輸入電流波形始終跟隨輸入電壓。因此，轉換器實現單位功率因數。

然后，可通過下式計算RMS輸入電流：

其中是交流輸入電壓峰值時MOSFET的關斷瞬態電流。

為了保持DCM運行模式，最大占空比D必須滿足以下條件：[2]

其中，D≤VRVACPeak+VR

V_R是反射電壓，也就是次級二極管導通時疊加在變壓器初級端兩側的電壓。

通常來說，為了保證反激式轉換器在DCM模式下運行以實現一致的功率因數和低THD，使用具有相對較低匝比的變壓器。這樣的變壓器會導致較小的開關占空比，使得通過MOSFET開關和變壓器的峰值電流和RMS電流較高，進而產生更多功耗。由于高峰值開關電流，還需要相對較大的EMI濾波器。

BCM模式

臨界導通模式（BCM）及其零電壓導通開關可以最大程度地減少單級功率因數校正反激式轉換器的開關損耗。參考2中詳細說明了以BCM模式運行的單級PFC反激式轉換器的工作原理。然而，此處需要注意的關于轉換器運行的一個關鍵方面是，與以DMC模式運行的反激式不同，以BCM模式運行的反激式是通過恒定導通時間和可變開關頻率控制的。因此，BCM反激式可用于很多需要相對較高PF但不需要低THD（比如低于10%）的應用。圖3顯示理論初級端開關電流、次級端二極管電流和MOSFET柵極信號。

圖3.以BCM模式運行的功率因數校正反激式轉換器的時序和輸入電流波形。

正如參考2中詳細說明的，平均輸入電流可以表達為：

RMS輸入電流計算公式如下：

除非比例非常小，不然上述輸入電流等式的分母會導致電流波形呈現為明顯的非正弦，這是讓人相當失望的事情。圖4顯示以R_VR作為參數時BCM反激式的輸入電流波形。[2]輸入電流波形的諧波分析說明要通過使THD低于10%很難做到。

圖4.以RVR作為參數的BCM反激式拓撲輸入電流波形。

在轉換器開關關斷期間，MOSFET兩端的最大電壓是峰值輸入電壓加上反射電壓V_R。由于MOSFET的電壓額定限制，R_VR的可用值對于美國輸入電壓范圍僅限于1，對于歐洲輸入電壓范圍僅限于2至3.對于具有通用輸入電壓（90至305Vac）的照明應用，為了實現相對較低的THD，必須使用BV_DSS>800V的MOSFET，才能使得比例R_VR足夠小。

混合（部分BCM）模式

為了避免使用高電壓MOSFET同時保持相對較低的THD和高效率，允許轉換器以部分BCM模式運行的混合模式是個不錯的選擇（圖5）。推薦的混合模式減小了通過MOSFET開關和變壓器的峰值和RMS電流。其零電壓開關還有助于減少最差運行條件下的最大損耗，即最小輸入電壓和最大負載條件下。此外，當該控制方案是通過具有較高的初級到次級繞組匝比的變壓器實現時，輸出整流二極管需要的額定電壓就會降低。這有助于減少輸出二極管的傳導損耗和提高系統的整體效率。

（θ1:當反激式工作模式從DCM改為BCM時的相位角。

圖5.反激式轉換器的混合（部分BCM）模式

在交流線路輸入的半個周期內，反激式轉換器的初始工作模式是DCM，這種模式下以恒定導通時間和固定開關頻率進行開關。當輸入電壓在半個周期內上升時，放電時間（t_dis）變得越來越長（圖5）。當次級二極管導通的結束時間是在初始DCM頻率設定的開關周期內時，工作模式從DCM變為BCM。

圖5顯示該混合（部分BCM）模式的原理。為了確保反激式轉換器以混合模式運行，控制器需要檢測放電時間（t_dis）。幸運的是，檢測電感器電流放電時間是PSR控制器眾多獨特特性之一。[1]對于具有統一交流輸入的反激式驅動器而言，不難理解的是該混合模式僅發生在交流輸入電壓范圍的低端。

圖6顯示不同運行模式下反激式轉換器輸入電流波形的可能形狀。很明顯，就THD性能而言，混合模式比BCM模式要好。

圖6.不同運行模式下反激式輸入電流波形的形狀

平均輸入電流可由下列等式表示：

RMS輸入電流是：

這里，θ₁是工作模式由DCM變為BCM的角度。確實如此，上述等式適用于所有類型的工作模式。對于DCM運行模式，θ₁等于0.5∏，等式8與等式2完全相同。對于BCM運行模式，θ₁是0，因此等式8相當于等式6。

PSR原理

對于PSR反激式LED驅動器，輸出電流的控制是基于MOSFET開關的峰值漏電流（I_pk）和電感電流的放電時間（t_dis）。以FairchildFL7733A控制器為例，圖7和8顯示該PSR反激式控制器的控制框圖。

圖7初級端調節的輸出電流檢測。

圖.8.真實電流計算原理。

在穩態下，半個線路周期內，驅動器輸出電流與輸出二極管的平均電流（I_D）相同。因此，輸出電流可由下式表示。

在這里，R_S是電流檢測電阻（R_sense，如圖1所示），n_ps是反激式變壓器的初級到次級匝比，V_CS（θ）是關斷瞬態時MOSFET的檢測峰值漏電流信號，t_dis（θ）是電感電流的放電時間，而f_s（θ）是輸入線路電壓相位角下的MOSFET開關頻率。在DCM模式下，是固定開關頻率，可以簡單表示為f_s。在BCM運行模式下，f_s（θ）是相位角（θ）的函數。

在圖7中，名稱為“TrueCurrentCalculation”的功能框圖滿足計算。V_CS（θ）*t_dis（θ）*f_s（θ）與計算結果成正比的信號V_PSR發送至誤差放大器，與參考電壓V_REF進行比較。誤差放大器信號V_COMI與鋸齒波信號進行比較，以控制MOSFET開關的導通時間。

V_PSR信號可以表達為

根據PSR控制IC處理信號的方式V_CS（θ），t_dis（θ）和f_s（θ）參數可以是{V_CS（θ）*t_dis（θ）*f_s（θ）}的恒定函數或線性函數。對于不同公司提供的不同PSR控制IC，的數學模型可能不同。在大多數情況下，在穩態分析中，可以通過常量對簡單建模。

在穩態下，V_PSR（θ）半個交流線路周期內信號的平均電壓等于V_ref。

基于等式（9）和（11），輸出電流I_out可以表達為：

對于FairchildFL7733APSR控制器，V_ref=2.5V且=10。因此，如參考1所示，輸出電流I_out為：

現在可以通過上面等式12對PSR反激式LED驅動器的工作原理簡單建模。只要確定了變壓器初級到次級匝比n_ps和電流檢測電阻R_s，就能精確控制驅動器輸出電流I_out。因此，設計具有PFC功能的PSR反激式的實際方法，首先是確定變壓器匝比。

然而，n_ps確定非常復雜。選擇n_ps必須基于以下因素考慮：

MOSFET額定電壓。

MOSFET最大開關占空比。

Flyback轉換器運行模式。

反激式變壓器初級端磁化電感。

功率因數和THD要求。

整體來說，匝比n_ps是獲得高功率因數和高效率PSR反激式LED驅動器最佳設計的關鍵因素。n_ps的確定可以顯著影響所有其他系統參數，并進而影響LED驅動器的整體電氣性能和成本。

設計步驟

反激式LED驅動器的變壓器匝比

反射電壓V_R，以及最大輸入電壓和因漏電感產生的過沖電壓V_OS確定最大漏電壓（圖9）。因此，一個常見的方法是通過反射電壓V_R確定基于MOSFET開關額定電壓的最大允許匝比。這樣，可以實現相對較大的開關占空比，從而實現最佳的轉換器效率。

圖9MOSFET漏源極電壓波形。

通過設計合理的RCD緩沖電路，過沖電壓V_OS大約是反射電壓的一半。考慮到MOSFET漏源極擊穿電壓（通常是BV_DSS的80%）的電壓降額因素，我們得到，

然后，可以計算允許的最大匝比如下。

不管是DCM還是BCM運行模式，等式（15）都是計算允許的最大變壓器匝比。

下面，我們需要確定DCM模式的匝比限制。LED驅動器RMS輸入電流與平均輸出電流之間的關系可以表達為等式16。

為了保持DCM運行模式，最大占空比必須滿足等式3給出的條件。因此基于等式2、3、4，我們得到

電流檢測電阻R_S可以表示為

其中，是最小交流輸入電壓峰值時的峰值。

根據等式12和18，我們得到

結合等式17和19的結果

在等式20中插入等式16，我們得到：

在最小交流輸入電壓和最大輸出電壓和電流的運行條件下，開關電流減小交流輸入電壓峰值時的最大峰值電壓，V_cs信號也是如此。因此，DCM模式的匝比限制，此處稱為，可以由以下條件確定。

等式22給出設計以DCM模式運行的反激式驅動器的最大變壓器匝比。同時，等式15確定基于MOSFET額定電壓允許的最大變壓器匝比（不管運行模式如何）。

在的情況下，如果選擇高于的匝比，驅動器以混合模式運行。較高的變壓器匝比及較大的變壓器磁化電感允許使用具有相對較高占空比的MOSFET開關。因此，可以最小化通過MOSFET開關的峰值和RMS電流，進而減少MOSFET的導通損耗。

電感計算

DCM運行電感

對于DCM運行模式，反激式變壓器磁化電感的計算相當簡單。由于MOSFET最大峰值開關電流發生在最小交流線路電壓的峰值時刻，可以通過最小線路輸入電壓和全負載條件確定電感：

為了保持DCM模式運行，最大占空比必須是[1]

其中，

因此，我們得到

通過等式（16）、（17）和（26），DCM模式的最大允許變壓器初級磁化電感可以通過等式27確定。

Lm≤η4Vout*Iout*fs*VACminPeak*nps_DCMmaxVout+VdFwdVACminPeak+nps_DCMmax*Vout+VdFwd2

最小電感要求

最小電感由反激式LED驅動器的總輸出功率及最小交流輸入電壓確定。不難理解反激式驅動器在DCM模式下能夠以最小電感運行。一旦選定了匝比（等式15），就確定了電流檢測電阻R_s（等式13）。

由于允許的最大V_cs電壓受到控制器IC規格[3]的限制，允許通過變壓器初級端的最大峰值電流受到限制。因此，為了滿足LED負載要求，最小變壓器初級磁化電感需要足夠大，從而將所需的能量傳輸到輸出。

對于以DCM模式運行的反激式驅動器，我們得到

因此，最小電感必須滿足條件

最大電感

通常來說，從效率角度考慮，首選具有最大初級磁化電感的反激式變壓器。較大的電感可以設置反激式驅動器以較低的交流輸入電壓在混合模式下運行。其運行占空比被最大化，因此，可通過稍微犧牲一些THD性能減小峰值和RMS開關電流。因此，可以提高系統整體效率。

當反激式驅動器以混合模式運行時，變壓器最大匝比受到開關MOSFET電壓應力的限制（等式15），變壓器最小匝比受到輸出二極管電壓應力的限制。根據等式12和18，我們得到

結合等式23，我們得到

對于以混合模式運行的PSR反激式驅動器，其最大運行占空比D_max可以根據其何時進入BCM模式（圖5）確定。

因此，最后最大電感可以確定為

Lm≤Vref2GainIC*VACminPeak*npsmaxIout*VCSPeak*fs*VRVACminPeak*Sin（θ1）+VR.

目標θ1=π/4是設計以最小交流輸入電壓在混合模式下運行的反激式驅動器的不錯選擇。這會提高低交流輸入電壓下的反激式效率，同時還會在理想的性能范圍內保持PF和THD。

設計步驟總結

認真回顧上述等式得到下列有關LED照明應用中具有PFC功能的PSR反激式設計的關鍵準則。

根據交流輸入規格，選擇具有最合適額定電壓的MOSFET，即600V或800VMOSFET。

對于純DCM模式運行，根據MOSFET額定電壓，使用等式22確定合適的變壓器初級到次級繞組匝比。如果提供的匝比太小（根據經驗確定<1.5），那么從效率角度考慮通常選擇具有較高額定電壓的MOSFET。

對于混合模式運行，使用等式15確定合適的變壓器初級到次級繞組匝比。

一旦確定了變壓器匝比，如果選擇了DCM運行模式，使用等式27和28選擇變壓器初級磁化電感。使用等式32確定電感混合模式運行，能夠實現更高的效率。

設計范例

為了驗證推薦的設計步驟，以及推薦的混合模式運行的更高效率（與DCM模式運行相比），下面給出一個具有功率因數校正功能的單級反激式LED驅動器的設計實例。

A：

設計規格

市電電壓范圍：Vac=90V至305Vrms

市電頻率：60Hz

最大支流輸出電壓Vout=25V

輸出恒定電流：Iout=0.7A

B：

設計前的選擇

控制器：FL7733A

開關頻率：70kHz

選擇的電流傳感器峰值電壓：0.85V

MOSFET額定電壓：FQP6N80C（800V/5.5A）

電壓降額規則：80%

通過上述選擇，根據等式15、22、27、28和32，我們可以繪制出下面如圖10所示的圖。這個圖用于指導DCM或混合運行模式下，變壓器初級磁化電感與匝比的選擇。

圖10.初級磁化電感選擇與匝比

為了比較DCM和混合運行模式的性能，為反激式LED驅動器設計了具有不同參數的兩個變壓器。一個變壓器設計嚴格用于整個輸入電壓范圍內的DCM運行，而其它變壓器設計設置驅動器在最小輸入電壓（圖11）下以混合模式運行。

圖11.具有PFC功能的高效率反激式LED驅動器的完整原理圖

變壓器1：（僅針對DCM運行模式）

初級繞組：51匝，28AWG線

次級繞組：19匝，4X28AWG線

磁芯：TDK提供的PC40RM8Z

初級繞組電感：460μH

匝比：300V/3A快速恢復二極管用于輸出整流器（EGP30F）。

變壓器2：（混合運行）

初級繞組：65匝，28AWG線

次級繞組：19匝，4X28AWG線

磁芯：TDK提供的PC40RM8Z

初級繞組電感：720μH

匝比：200V/3A肖特基二極管用于輸出整流器（S320）。

下表比較使用兩種不同變壓器的LED驅動器的損耗和效率。與DCM運行模式相比，混合運行模式很明顯能夠實現更高的效率。

表.DCM和混合運行模式下下反激式損耗和效率比較

結論

本文詳細介紹了LED照明應用中具有功率因數校正功能的初級端調節反激式轉換器的原理。本文還介紹了簡單的設計步驟。設計實例的模擬也驗證了提出的混合運行模式（部分BCM），與傳統的反激式DCM運行模式相比，能夠在LED應用中實現更高的驅動器效率。同時，混合模式將PF和THD保持在理想的范圍內。

參考文獻

“使用FL7733A設計高功率因數反激式轉換器，用于具有超寬輸出電壓的LED驅動器”，Fairchild應用指南AN-5076。

“用于LED照明應用，具有恒定電流輸出的高功率因數反激式”，作者：FairchildMichaelWeirich

“FL7733AMX具有功率因數校正功能的初級端調節驅動器”Fairchild。