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CCM模式APFC電路設計，來自大俠“讓你記得我的好”的精華帖。----小編語

傳統的工頻交流整流電路，因為整流橋后面有一個大的電解電容來穩定輸出電壓，所以使電網的電流波形變成了尖脈沖，濾波電容越大，輸入電流的脈寬就越窄，峰值越高，有效值就越大。這種畸變的電流波形會導致一些問題，比如無功功率增加、電網諧波超標造成干擾等。

功率因數校正電路的目的，就是使電源的輸入電流波形按照輸入電壓的變化成比例的變化。使電源的工作特性就像一個電阻一樣，而不在是容性的。

目前在功率因數校正電路中，最常用的就是由BOOST變換器構成的主電路，而按照輸入電流的連續與否，又分為DCM、CRM、CCM模式。DCM模式，因為控制簡單，但輸入電流不連續，峰值較高，所以常用在小功率場合。CCM模式則相反，輸入電流連續，電流紋波小，適合于大功率場合應用。介于DCM和CCM之間的CRM稱為電流臨界連續模式，這種模式通常采用變頻率的控制方式，采集升壓電感的電流過零信號，當電流過零了，才開通MOS管。這種類型的控制方式，在小功率PFC電路中非常常見。

今天我們主要談適合大功率場合的CCM模式的功率因數校正電路的設計。

要設計一個功率因數校正電路，首先我們要給出我們的一些設計指標，我們按照一個輸出500W左右的APFC電路來舉例：

　　已知參數：

　　交流電源的頻率fac——50Hz

　　最低交流電壓有效值Umin——85Vac

　　最高交流電壓有效值Umax——265Vac

　　輸出直流電壓Udc——400VDC

　　輸出功率Pout——600W

　　最差狀況下滿載效率η——92%

　　開關頻率fs——65KHz

　　輸出電壓紋波峰峰值Voutp-p——10V

　　那么我們可以進行如下計算：

　　1、輸出電流Iout=Pout/Udc=600/400=1.5A

　　2、最大輸入功率Pin=Pout/η=600/0.92=652W

　　3、輸入電流最大有效值Iinrmsmax=Pin/Umin=652/85=7.67A

　　4、那么輸入電流有效值峰值為Iinrmsmax*1.414=10.85A

　　5、高頻紋波電流取輸入電流峰值的20%，那么Ihf=0.2*Iinrmsmax=0.2*10.85=2.17A

　　6、那么輸入電感電流最大峰值為：ILpk=Iinrmsmax+0.5*Ihf=10.85+0.5*2.17=11.94A

　　7、那么升壓電感最小值為Lmin=(0.25*Uout)/(Ihf*fs)=(0.25*400)/(2.17*65KHz)=709uH

　　8、輸出電容最小值為：Cmin=Iout/(3.14*2*fac*Voutp- p)=1.5/(3.14*2*50*10)=477.7uF，實際電路中還要考慮hold up時間，所以電容容量可能需要重新按照hold up的時間要求來重新計算。

　　實際的電路中，我用了1320uF，4只330uF的并聯。

　　有了電感量，有了輸入電流，接下來設計升壓電感!

　　PFC電路的升壓電感的磁芯，我們可以有多種選擇：磁粉芯、鐵氧體磁芯、開了氣隙的非晶/微晶合金磁芯。這幾種磁芯是各有優缺點：

　　磁粉芯優缺點

　　優點：μ值低，不用額外再開氣隙，氣隙平均，漏磁小，電磁干擾比較低，不易飽和;

　　缺點：基本是環形的，繞線比較困難，不過目前市場上也出現了EE型的。另外，μ值隨磁場強度的增加會下降。設計的時候需要反復迭代計算。

　　鐵氧體磁芯優缺點

　　優點：損耗小，規格多，價格便宜，開了氣隙后，磁導率穩定;

　　缺點：需要開氣隙，另外飽和點比較低，耐直流偏磁能力比較差。

　　非晶/微晶合金優缺點

　　優點：飽和點高，開氣隙后，磁導率穩定;

　　缺點：需要開氣隙。另外，大都是環狀的。

　　在此說明一下，環形鐵芯雖然繞線比較困難，沒有E型什么帶骨架的那種容易繞。但是環形鐵芯繞出來的電感分布電容小，對將來處理電磁兼容帶來了很多便利之處。E型的骨架繞線一般都是繞好幾層，層間電容比較大，對EMC產生不利影響。另外，開氣隙的鐵芯，在氣隙處，銅損會變大(因為氣隙處的漏磁在銅線上產生渦流損耗)。

　　下面我們就選擇一種環形磁粉芯來作為我們PFC電感的磁芯。我們上面已經計算出了幾個參數：

　　輸入電流最大有效值：Iinrmsmax=Pin/Umin=652/85=7.67A

　　輸入電感電流最大峰值：ILpk=Iinrmsmax+0.5*Ihf=10.85+0.5*2.17=11.94A

　　升壓電感最小值：Lmin=(0.25*Uout)/(Ihf*fs)=(0.25*400)/(2.17*65KHz)=709uH

　　繼續計算：

　　線圈選擇電流密度為5A/平方毫米，可以計算出我們需要用的漆包線的線徑為：

　　2×SQRT(7.67/(5×3.14))=1.4毫米

　　因為這是按照最極限的輸入電壓，也就是說按照最大的輸入電流時來計算的。所以電流密度取的裕量比較大。實際按照不同的成本要求，也可以把電流密度取大一些，比如此處取電流密度為8A/平方毫米的話，那么可以得到線徑為：

　　2×SQRT(7.67/(8×3.14))=1.1毫米

　　這也是可以接受的。

　　因為是CCM模式的工作方式，基波是低頻的半正弦波，在此處我們就不考慮趨膚效應了。選用單根的漆包線就可以了。

　　常用的幾個公式：

　　LI=NΔBAe

　　L：電感量，I：電流，N：匝數，ΔB：磁感應強度變化量，Ae：磁芯截面積

　　L=N×N×Al

　　Al：電感系數

　　H=0.4×3.14×N×I/Le

　　H：磁場強度，Le：磁路長度

　　計算磁芯大小的方法有幾種，最常用的就是AP法，但實際上，因為磁粉芯的磁導率隨磁場強度變化較大，計算經常需要迭代重復。另外，因為磁環的規格相對比較少。我們就不用AP法計算了。而是直接拿磁芯參數過來計算，幾次就可以得到需要的磁芯了。經驗越豐富，計算就越快了。

　　適合用來做PFC電感的磁粉芯主要有三類：鐵鎳鉬(MPP)、鐵鎳50(高磁通)、鐵硅鋁(FeSiAl)。其中，鐵鎳鉬粉芯的飽和點大概在B=0.6附近，而后兩者都可以達到1以上。

　　此處，我們選用某國產的鐵硅鋁粉芯，下面是該粉芯的一些特性曲線圖：

　　從圖上可以看見，當磁場強度上升的時候，磁導率在下降。那么電感量也就會下降。所以，我們希望電感量在承受直流偏磁時不要跌落的太多，那么設計所選擇的磁場強度就不能太高。我們選用初始磁導率μ0=60的鐵硅鋁粉芯，那么可以從圖中看到，當磁場強度為100Oe時，磁導率還有原來的42%，而當磁場強度為100Oe時，磁感應強度為0.5T，遠未到飽和點。我們就把設計最大磁場強度定為 100Oe。

　　那么根據

　　L=N×N×Al

　　H=0.4×3.14×N×I/Le

　　我們得到的限制條件是：0.4×3.14×SQRT(L/Al)×I/Le<100

　　由于100Oe時，磁導率只有初始值的42%，所以我們要對上式中的Al乘上這個系數。那么帶入相關的參數L=709uH，I=11.94A，我們有：

　　0.4×3.14×SQRT(709E-6/(0.42×Al))×11.94/Le<100，簡化后得到：

　　0.616/(Le×SQRT(Al))<100

　　注意：上式中，Le的單位是：cm，Al的單位是：H/(N×N)

　　現在，我們可以把磁芯參數帶入計算了。

　　選擇一個：

　　A60-572A，Le=14.3cm，Al=140nH/(N×N)，Ae=2.889平方厘米，帶入后得到：115<100

　　顯然磁芯不合適，再選擇一個更大的：

　　A60-640，Le=16.4cm，Al=144nH/(N×N)，Ae=3.53平方厘米，計算得到：99<100，不等式滿足。磁芯選定。

　　然后，根據99=0.4×3.14×N×I/Le計算得到N=108圈

　　有時，沒有合適的單個磁芯，可以用兩個磁芯疊加起來使用。

　　假如我們選擇另一種材質的磁芯，選擇磁導率在直流磁場下衰落比較小的高磁通粉芯，我們來看看計算結果如何。

　　我們選用初始磁導率μ0=60的FeNi50粉芯，那么可以從圖中看到，當磁場強度為100Oe時，磁導率還有原來的65%，而當磁場強度為100Oe時，磁感應強度為0.65T，遠未到飽和點。我們可以設計最大磁場強度定為100Oe。

　　那么根據

　　L=N×N×Al

　　H=0.4×3.14×N×I/Le

　　我們得到的限制條件是：0.4×3.14×SQRT(L/Al)×I/Le<100

　　由于100Oe時，磁導率只有初始值的65%，所以我們要對上式中的Al乘上這個系數。那么帶入相關的參數L=709uH，I=11.94A，我們有：

　　0.4×3.14×SQRT(709E-6/(0.65×Al))×11.94/Le<100，簡化后得到：

　　0.495/(Le×SQRT(Al))<100

　　注意：上式中，Le的單位是：cm，Al的單位是：H/(N×N)

　　現在，我們可以把磁芯參數帶入計算了。

　　選擇一個：

　　H60-572A，Le=14.3cm，Al=140nH/(N×N)，Ae=2.889平方厘米，帶入后得到：92.5<100

　　顯然這個磁芯是可以的。

　　然后，根據92.5=0.4×3.14×N×I/Le計算得到N=88圈

　　假如用鐵氧體磁芯來設計PFC升壓電感呢?因為鐵氧體的規格眾多，所以，這時候用AP法來初步計算一下倒是很方便哦：

　　AP=(L×I×I×100)/(B×Ko×Kj))^1.14

　　=(709E-6×11.94×11.94×100/(0.25×0.75×5))^1.14

　　=15cm^4

　　上式中，B是工作磁感應強度最大值，Ko是窗口利用率，取0.75，Kj是電流密度，取的是5A/平方毫米，后面^1.14表示1.14次方。此公式見蔡宣三的《開關電源設計》一書。

　　經過選擇，我們可以選擇某公司EE55B鐵氧體磁芯：Ae=4.22cm^2，Aw=3.85cm^2

　　4.22×3.85=16.25>15

　　所以可以選擇此磁芯。

　　然后，根據LI=NΔBAe，

　　709E-6×11.94=N×0.25×4.22E-4

　　N=80，

　　核算一下窗口面積，假如采用直徑1.4mm的漆包線，那么80×1.4×1.4/100=1.57cm^2<

　　這個時候，如果像像上面這樣窗口裕量比較大的情況下，可以適當多繞些匝數，依然通過調節氣隙的方法，把電感量調節到709uH左右。可以降低工作的磁感應強度，對于抗飽和有幫助。

　　用鐵氧體磁芯來制作PFC電感，還有一個地方需要留意的是，在開氣隙的附近由于漏磁，銅損會比較大，所以對于EE型的磁芯，墊氣隙可以將氣隙分成兩部分，比磨掉中柱的那樣好，因為將氣隙分散，可以減少漏磁。

　　接下來的設計是控制電路

　　應用于CCM模式的控制IC非常多，控制模式也比較多，有平均電流型，也有峰值電流型。根據經驗，峰值電流型的對噪聲比較敏感，更多可供選擇的則是平均電流型的IC。最出名的估計就是UC3854系列了，但我個人更喜歡L4981系列的，因為L4981的外圍功能更豐富，工作更安全可靠。最近幾年還出現了不需要采集前級半正弦波的單周期控制方式的IC，最出名的就是infineon公司的ICE1PCS01/02系列(現在好像已經是升級到了ICE3系列了)和IR公司的IR1150。這兩款IC，我個人更喜歡ICE系列的，因為IR1150是峰值電流型控制，而ICE系列是平均電流型控制。峰值電流型控制對抗噪能力偏差。由于單周期系列的控制IC外圍電路極其簡單，所以目前在中等功率的PFC應用場合使用非常廣泛。總的來說，單周期的控制IC抗干擾能力比傳統帶乘法器的那類UC3854/L4981等還是差一些，哪怕是平均電流模式的單周期芯片，新出來的改進版的如何，我不了解。所以大功率場合還是建議采用傳統的PFC控制IC。

　　本文中，我計劃以ICE1PCS01為例，介紹一下它的控制電路設計。具體而詳細的設計方法，還是請參閱infineon公司提供的相關技術文檔。我在此處，只是把相關具體的設計提取出來，作一個簡化，并按照我們上面的設計指標要求來具體計算一下。

　　貼出電路原理圖：

　　實際應用的時候，我覺得應該在整流橋后面的直流母線上加一個CBB的高頻濾波電容Cin。

　　計算如下：

　　1、輸入高頻濾波電容Cin的計算

　　Kr是電流紋波系數，r是電壓紋波系數，通常取0.02～0.08

　　我們在此處把 Kr=0.20，Iinrmsmax=7.67A，fs=65KHz，r=0.05，Umin=85V代入得到Cin>=884nF，實際Cin可以取值1uF，Cin值不可太大，太大了會造成電流波形畸變。具體的值可以在調試的時候再作些調整。

　　2、頻率設定電阻Rfreq可以從ICE1PCS01的設計資料里查圖得到，65K的開關頻率，對應的Rfreq約為68K。

　　3、Rsense電阻計算

　　Rsense<=0.66/ILpk=0.66/11.94=0.055歐，實際取三只0.15歐/3W的無感電阻并聯。

　　4、R3的數值令我苦惱，計算方法是，IC的ISENSE腳電流應該限制在1mA。當開機時，由于有大的沖擊電流，假設沖擊電流為30A，那么在電流采樣電阻RSENSE上瞬間可以產生1.5V的電壓，那么R3的數值應該為1.5K。但是 infineon的設計資料建議用220歐電阻。所以我有點不知所措了。不過，這里先暫時用220歐吧，設計用下來好像也沒有出問題。

　　5、R1、R2是輸出電壓的采樣分壓電阻。由于ICE1PCS01的內部基準是5V，所以，我們這里R2取5.6K，R1取440K。

　　下面開始電流環路和電壓環路補償的計算。先把infineon設計資料里面提到的幾個設計常數貼出來：