引言/摘要

在節能運動的大趨勢下，功率因素校正 (Power Factor Correction ，PFC) 的需求不斷成長。PFC 利用降低峰值電流，并把諧波電流減到最少，從而減少配電網的能耗。隨著照明、電源和馬達控制 (motion control) 領域的最新節能規范草案推出，將進一步增加市場對 PFC 的需求。例如，相比簡單 TRIAC 控制驅動的感應電機，逆變器驅動的永磁同步電機擁有更高的效率、但功率因素卻較差；但只要額外增加一個 PFC 級，就可以提高功率因素，以及減少配電網中諧波電流引發的損耗和其它問題。所以，PFC 級必須具有很高的效率，這樣才不會削弱采用新型電機所帶來的好處。

模擬控制電路集成度的提高，催生出可進一步提高效率的最新 PFC 技術。對于300W至1000W以上的輸入功率級，交錯式臨界傳導模式 (boundary conduction mode，BCM) PFC方案是非交錯式連續傳導模式 (continuous conduction mode，CCM) PFC方法的良好替代方案。本文將概述交錯式 BCM PFC的工作原理及優點。

工作原理

交錯式的運作原理是一種十分成熟、廣泛運用于功率電子產品的技術。大多數微處理器都由多相同步降壓電源驅動。在交錯技術中，有兩個或更多的并聯輸出級，而每一個的開關時間均不同。BCM PFC 和 CCM PFC都可以采用這種技術。大多數PFC方法采用了一個升壓級，而兩個交錯式輸出級會共享同一個輸出電容。如圖1所示。

圖1：交錯式臨界傳導模式電路

交錯式運作的第一個特性是輸入和輸出級上的PFC紋波電流都會被降低。這兩個級與一個特殊電路同步，確保彼此能維持180度異相開關。這個同步電路的性能也許是交錯式 BCM 控制器最關鍵的部分，而同步的困難性正是該項技術未能及早應用的主要原因之一，這些內容將于稍后闡述。

在一個完全同步的交錯式BCM PFC系統中，第一相的電流消耗量會部分抵消掉第二相的電流，如圖2所示。總體輸入電流和電容電流的紋波成分要低得多，頻率是各級紋波頻率的兩倍。這些因素簡化了用來減少輸入紋波電流諧波成分以滿足EMI標準要求的 EMI 濾波器規格，。如果采用相同的電容，流經輸出電容的紋波電流將會減少，便可以延長系統壽命；而若改變輸出電容大小以配合更低的額定紋波電流，就能夠降低系統體積和成本。

圖2：交錯式BCM PFC電路中的紋波電流

交錯式運作的第二個特性是流經每一級的電流都會減半。如果交錯式方案中采用的MOSFET 的 RDS(ON) 正好是非交錯式中的兩倍，或者說，如果這些開關所用的硅面積相同，這對傳導損耗沒有任何影響。不過在這種情況下，開關損耗可能會降低。較小的MOSFET的柵極電荷只有一半，并只在非交錯式方案的一半電流時進行開關，這樣一來，每個器件的開關損耗只有四分之一，或總體開關損耗減半。這里需要考慮諸如更高的開關 dv/dt 等效應。

由于交錯式控制器采用比標準 BCM 控制器更先進的技術，故有可能進一步提高開關效率。飛兆半導體公司的 FAN9612 交錯式 BCM PFC控制器具有兩項顯著優點，能夠提高升壓電路的效率：其一是毋須額外的 RC 延時電路就可以準確執行零電壓開關點的檢測。這是因為標準 BCM 控制器在升壓電感線圈過零時導通，而 FAN9612 則在零電流點進行開關的緣故；第二個優點是它采用兩個單獨的感測電阻來檢測每個MOSFET的實際過流情況，這不僅增強了系統可靠性，還降低了總體電阻損耗。

紋波電流的減少、紋波電流頻率的增加，以及效率的提高，使交錯式運作功率范圍擴大了兩倍以上。比如標準BCM PFC的最大應用功率為300W，而交錯式BCM PFC則可達800W或以上。

交錯式 BCM PFC與標準 CCM PFC的比較

在 BCM PFC 級中運用交錯方式，能把工作功率擴大到了原來非交錯式 CCM PFC級的覆蓋范圍。這時，傳統的非交錯式 BCM 與 CCM 比較已不再適用，故比較這兩種方案自身優點是十分重要的。

討論的第一點是電感尺寸。以擁有寬輸入范圍(85Vac – 265Vac)的400W電源設計為例，利用FAN9612的應用手冊上的計算結果 [注1]，可得到220uH電感量以及7A峰值電流。而利用CCM 控制器，在相同條件下 [注2] 得到的電感量為790uH、峰值電流為8A。值得注意的還有在相同功率級下，非交錯式BCM控制器的電感規格為110uH 和 14A，這進一步說明了在同一功率級下，非交錯式BCM性能較差的原因。

對于小巧型設計，400W 的交錯式 BCM PFC電源可采用兩個基于PQ3220磁芯的電感。而CCM PFC采用的磁芯尺寸估計在PQ4040左右。

第二個考慮事項是升壓二極管的反向恢復損耗。在連續傳導模式中，當有電流流經時，升壓二極管便會進行開關。由于在導通期間這個電流流經了升壓 MOSFET，故會導致額外的開關損耗。此外，因為快速開關轉換的緣故，所以這個額外的電流尖峰還會帶來共模 EMI問題。在實際的 CCM PFC 電路中，這可是更難解決的一個問題。而由于交錯式 BCM PFC 工作中沒有體二極管傳導，因此開關損耗要小得多，從而擁有提高效率，還有減少共模 EMI 的優點。

開關損耗的另一個來源是輸出電容。對于低輸入線電壓條件，BCM PFC電路(如基于FAN9612的產品)因為控制器會處于等待狀態，直到關斷后諧振電壓波形的最小點出現，故可實現零電壓開關。這樣一來，就沒有MOSFET的輸出電容放電所引起的損耗。在CCM PFC應用中，MOSFET總是在瞬時輸入電壓下導通，這意味著不會有任何零電壓開關發生。

雖然交錯式 BCM PFC電路的傳導損耗比 CCM PFC應用的更高，不過，初步的比較清楚地顯示，由于 CCM PFC應用的開關損耗更高 (即使在 CCM 電路中采用了高性能的二極管和 MOSFET)，因此彌補上述的缺點。總言之，一般而論，交錯式BCM PFC電路更有效。

相比采用CCM，采用交錯式BCM也更易于處理EMI問題。EMI主要源于差模噪聲，這可采用一個輸入濾波器來解決，而固有頻率變化和低紋波電流則可使這個任務更容易完成。在CCM系統中，輸出二極管的振鈴現象會產生共模噪聲，這需要利用昂貴的碳化硅二極管來解決。

同步與軟啟動

把兩個交錯式升壓級同步是一個大難題，不過這已在 FAN9612 上成功解決了。雖然穩態條件下的同步比較簡單，但在啟動和負載變化條件下的各種同步動態，使交錯式 BCM PFC 成為集成電路系統設計人員的一個艱巨挑戰。

在輕載條件下，如果兩相都維持導通，效率將會很低。因此，在輕載下最重要的一點是要關斷一個負載，并在負載增加時，再使其重新導通。而該電路在單個開關周期內對這些變化作出反應。

圖3所示為相位迭加和切相示意圖，并顯示每個MOSFET的柵極和流經每個MOSFET的電流。在相位迭加和切相時，都無任何瞬態工作。

圖3：交錯式 BCM PFC中的切相和相位迭加

FAN9612 采用的不是開環式，而是閉環式的軟啟動，從而避免了這類應用中常見的輸出電壓過沖現象。由于在 PFC 電路中存在著一個大輸出電容，必須在對它進行充電之余，同時避免令控制環路飽和，因此軟啟動是PFC電路的一個問題。

總而言之，FAN9612 解決了交錯式 PFC 設計中存在的兩大難題。

參考文獻：

注1：飛兆半導體公司應用手冊AN-6086《采用FAN9612設計交錯式臨界傳導模式PFC的考慮事項》

注2：飛兆半導體公司應用手冊AN-6032《FAN4800 組合式控制器應用》