前言：大約2年前我研究了NCP1399的電流模式控制方法，并建立了仿真模型。在沒有更多的資料前提下，我分析該控制器內部存在的斜率補償是為了系統穩定性。在時隔兩年后，我還是在想這個問題，并做了一些仿真的測試。
可見早期關于NCP1399的文章：
現在再看此種控制，完全可以當作峰值電流模式的控制思想來分析，可見下圖：
當諧振電容電壓碰到VCRH的限值時，關閉HG。我們事實上控制的是諧振電容的電壓的上升斜坡，我們把這個對象看作是流入諧振腔的電流大小。這種控制方法完全可以與PWM拓撲中的峰值電流模式對應起來，PWM中反饋電壓限制流入電感的電流峰值，這里反饋限制住流入諧振電容的電流（通過電壓的形式表現）。如果以對偶的方法分析，那么諧振變換器的峰值電壓（電容）控制方法必然也會遇到不穩定的情況。雖說諧振變換器就是50%占空比工作，不會存在大于50%的問題，但是從PWM變換器在峰值電流模式控制上進入不穩定的情況時候是電感的放電電流和充電電流之間的矛盾所引起。類似的情況，是在諧振變換器在低于諧振頻率運行時。故障的表現當然不能說是大于50%的占空比引起，可能是由于系統上其它的某個擾動所導致，目前我還沒有找到相關的文獻說明這個問題。
下面僅從仿真的角度來看這個問題，在第一次測試：系統工作在低于諧振頻率，不加斜率補償，掃描電壓電壓設置到輸出電壓的頻率響應分析：
（峰值電壓控制方法的開環測試）
運行，可見在27.5KHZ處存在明顯的相位提升，可能會影響到系統穩定性。
增加0.08v/us的斜坡補償減去諧振電容峰值采樣電壓，可見：
斜坡補償：
如果考慮把系統的工作點移動到SRC區域，即使是DFC也會使被控對象降為一階系統。所以電流模式控制更應該是一階，此時沒有加入斜坡補償：
增加0.08v/us的諧波補償后，增益和相位都變得更加單調，更容易控制和穩定。
從仿真的測試結果來看，在峰值諧振電容電壓控制的方法中，增加斜坡補償后在系統低于諧振頻率工作時能抑制高頻處相位移，有助于提升增益余量，能提升控制的魯棒性。當系統工作在高于諧振頻率時，增加的斜坡補償能讓被控對象的變得的更容易控制，也能提升系統的穩定性。在增加斜率補償后，有助于閉環的穩定性，因此在NCP13992和HR1211等控制器中存在這個功能。