對于大功率的DC-DC來說，效率和體積是工程師重點關注的方面。

提高開關頻率能有效的減小體積。通過交錯并聯的方式，減少輸出電容的數量，并降低輸出電流的紋波。

輸出大電流的Buck電路拓普中，一般用同步整流MOS管替代硅整流二極管，可以提高電源的整體效率。

數字dsp芯片ePWM輸出配置的靈活性，特別適合交錯+同步整流Buck電路。

附件中有完整的程序代碼。

DC-DC電源參數（非隔離Buck）：

輸入：   48V±10VDC

輸出電壓：   26V±0.5VDC   

輸出電流：   77A   

輸出電流紋波：   <1%

輸出電壓峰峰值：<100mV

整機效率：   >95%

控制方式：   峰值電流型BUCK電路

從上面的參數可知，采用非隔離BUCK電路拓普時，額定條件下工作時，主開關管的占空比接近50%，所以選擇兩路交錯并聯的方式能有效的減小輸出電流的紋波。

由于輸出電流較大，采用同步整流的方式提高效率。

主電路框圖如下：

如果用模擬芯片來實現對上面主電路的控制，會非常復雜。而用TI的F28035來實現就會非常簡單。28035芯片資源分配如下：

PWM輸出：按照上面框圖驅動四個MOS管。

ADC采樣：輸出電壓采樣Vout_FB——ADCINA1

                  輸出電流采樣Iout_FB——ADCINA6

                  輸入電壓采樣Vin_SEN——ADCINA3

模擬比較器：輸入電流互感器信號CS1+——COMP1A

                     輸入電流互感器信號CS2+——COMP2A

由28035構成的數字控制環路框圖如下：

主功率電路中的MOS管的驅動芯片，用的是IR2181s，驅動電路（部分原理圖）如下：

因為IR2181s的Ho驅動輸出，需要通過47uF/50V泵升電容進行供電，而泵升電容每個開關周期都需要在同步整流MOS導通時進行充電，否則同步MOS管不導通，泵升電容就無法充電，Ho也就無法正常輸出。所以同步MOS要有一個最小的占空比限制，即占空比不能為0%。本例中設定的最小占空比為8%。

同步降壓電路中，要重點關注電感不連續時，如何控制同步MOS管的驅動。主開關管與同步管是互補輸出的，在主開關管關斷時，經過一定的死區時間后，同步管要處于導通狀態。但在電感電流不連續時，如果同步MOS管處于導通狀態，會引起同步MOS管D-S端短路。所以在電感電流非連續時，要關閉同步MOS管的驅動，在ePWM輸出模塊中要有相關的保護機制。

軟件的代碼是以TI的模板為基礎編寫的，模板文件如下，可以通過導入工程的方式獲得：

筆者為了在沒有安裝controlSUITE的電腦上編譯，就將所有TI的數字電源庫（DPL）文件導入到工程文件夾中，并重新修改了工程的搜索目錄和相關的配置參數。

下面來詳細介紹程序代碼：

      首先是ePWM的配置：

      PWM1A和PWM1B是互補的關系，且要有一定的死區時間，防止發生直通。

      PWM2A和PWM2B也是互補的關系，但PWM1x與PWM2x是交錯180°導通。在TI的數字電源庫中并沒有合適的配置文件，所以要拿現有的配置文件進行一些修改。

將上面的配置文件導入到工程文件夾中，因為筆者的工程中已經包含該配置文件了，所以直接修改。

經過這樣的修改，就可以得到PWMxA和PWMxB互補的PWM，但這時的死區時間為0。

在數字電源庫（DPL）初始化的時候設置PWM1的頻率（100KHz）和死區時間（200ns）。因為模板中的PWM2是在中斷里進行環路運算的，要改為在CLA中運算，然后配置PWM2。

完成上面的代碼后，可以看到PWM1x和PWM2x已經有互補的PWM輸出了，但PWM2x還沒有移相。PWM1設為主，PWM2設為從，與PWM1同步，PWM2的相移設為開關周期的一半，即相移180°。

因為同步MOS管的最小占空比為8%，也就是說主降壓MOS管的最大占空比為92%。

此時四路驅動波形

然后是ADC和模擬比較器的設定。這些內容在筆者前面的文章中介紹過，就不再具體說明了。這里提一下，在ePWM模塊中也有一個比較器子模塊，稱為數字比較器子模塊。要將它與用于電感電流峰值比較的模擬比較器區分開。因為主功率電路開關管的占空比存在大于50%的可能，所以要在模擬比較器的電流參考端加一定的斜率補償，防止次諧波振蕩。

因為PWM1A和PWM2A導通的起點相差180°的，要產生的兩個斜率補償的起點也是不一樣的，所以可以看到在模擬比較器的配置函數要如下圖方式配置：

斜率補償為16，如果實際工作中出現次諧波振蕩的情況，適當增加這個值，就會改善。

接下來，詳細說明電感電流不連續時，同步MOS管的保護機制。

應當知道，當負載電流小于電感紋波電流的1/2時，主功率電路的電感就會進入非連續工作模式。

一般會有兩種檢測方法來判斷電感是否進入非連續工作模式：

1）在主MOS管PWMxA處于關斷狀態時，檢測A點和B點的電壓，如果為負值（一般會在-1.2V至-0.5V之間）則電感有持續的電流通過，電感兩端有壓降（等于輸出電壓值），同步MOS管可以導通，以減小導通損耗。如果出現大于0的值，則電感電流消失，電感不再有壓降，此時要關斷同步MOS管，防止短路。

該方法涉及到負值的采樣和采樣時機的把控，比較麻煩。

2）根據DC電源的工作范圍和功率電感的電感量，可以得到電感電流紋波的最大值，然后采樣輸出電流，即負載電流，將負載電流采樣值與電流紋波的1/2做比較，如果負載電流采樣值超過電流紋波的1/2則可以驅動同步MOS管導通。否則要關斷同步MOS管。

第二種方法比較好實現，因此用來做為同步MOS管的保護機制。

筆者是通過ePWM模塊的TZ子模塊來完成同步MOS管的關斷保護的。這里有必要介紹一下TZ子模塊的結構。如下圖：

從上面的框圖可以看出ePWM模塊的TZ子模塊是如何實現的峰值電流控制，電感電流與參考值在模擬比較器中進行比較，當電感電流大于參考值時，會觸發PWM數字比較器的DCAEVT2.force或DCBEVT2.force事件，使主MOS管的驅動PWMxA的關斷，其占空比由參考值來決定。

當負載電流小于電感電流的1/2時，將寄存器TZCTL[TZB]的值寫為0，就能關斷PWMxB，即關斷同步MOS管。

在沒有出現電感峰值限流時，即沒有觸發PWM數字比較器的DCAEVT2.force或DCBEVT2.force事件時，寄存器TZCTL[TZB]的值寫0是沒有作用的，所以也就不會出現關斷同步MOS管的情況，這時的同步MOS管與主MOS管是互補輸出。

只要主MOS管的最大占空比不是100%（設定最大占空比為92%），則同步MOS管的最小占空比就不是0%（最小占空比為8%），這樣同步管一定會導通一小段時間，這確保了電源在上電啟動的階段，負載電流較小時，不會始終關閉同步MOS管的驅動，使IR2181s的泵升電容能夠正常充電來驅動主MOS管，不會出現上電后，電源無法啟動的問題。

另外要說的一點是，寄存器TZCTL[TZB]只能在中斷或主循環中進行寫入操作，在CLA中是不能寫入的。因此只能構建一個外設的中斷服務函數來實現。在本例中，在ePWM3的CTR_ZERO中斷服務函數中改寫TZCTL[TZB]。

先配置ePWM3的寄存器：

還要正確配置ePWM3工作頻率（100KHz）和工作模式（單路輸出）

在main.c文件的最后，插入epwm3的中斷函數代碼：

在中斷服務中判斷是否應該開啟同步整流。

到此，同步MOS管的保護機制已經搭建完成了。

下面是環路控制算法。

環路控制的運算是在CLA空間中進行的，CLA空間支持浮點運算，并且進入PWM中斷的時間開銷小，運算速度也比較快。下面是控制環路的算法：

這樣就能實現DC電源的恒壓恒流輸出的工作狀態。

還有一個問題要注意：CLA的Task1是由ePWM1來觸發的，應當此處同時更新Comp1和Comp2的電感電流參考值，即兩個交錯并聯功率電路的控制環路要做到“同時采樣，同時運算，同時寫入，分時更新”。因為ePWM1和ePWM2交錯180°，所以就只能分時更新電感電流的參考值。

如果不能“同時采樣，同時運算”就可能出現兩個功率電路不均流的情況，這時某一路的電感就可能處于非連續狀態，導致同步MOS管錯誤的驅動，引起炸機。這點，筆者是有深刻教訓的。為了避免交錯并聯功率電路出現不均流問題，在PCB畫板時，要盡量對稱布局，同時兩個電感的參數要一致，最好磁芯都要用一個批次的。總之，盡量做到一致性。

在輸入48V，輸出26V/77A時，測到最高效率95.8%。當強制關閉同步整流功能時，效率只能做到94%。同步MOS管在導通時的壓降只有不到0.2V，遠遠低于大電流肖特基二極管的正向導通壓降0.64V。