前言：在上周三我受到（javike）大神的啟發后徹夜未眠，反復的思考如何在全橋拓撲上同時實現ZVS和ZCS，企圖找到實現最佳的工作效率方法。苦思一宿還以為找到了非常不錯的點子后，天亮后竟發現早有人在十年前注冊了相同的專利，也有產品正在量產了。于此這條路就此作罷，但是我今天突然又冒出一個新的想法，也可以同時實現ZVS和ZCS，而且僅有一個控制變量，控制方向單調，也很容易實現控制。

第一部分 不對稱全橋定頻ZVS和 ZCS的實現

不對稱全橋定頻ZVS和 ZCS的實現方法是要利用全橋工作諧振頻率時諧振電感的電流是完美的正弦，此時電流波形的上升和下降的時間是對稱的，也固然是相等的。所以很容易觀察到全橋對稱橋臂的開通階段，諧振電流是從零上升到峰值然后下降到零點，而另外一組橋臂開通時，電流波形依然是對稱的。ZCS的實現就需要利用到這一點，就是保證電流在開關OFF時，要回落到零點。

根據上文的考慮可以做出如下設置：讓系統的工作頻率等于諧振頻率。此時全橋諧振電感的電流是完美的正弦的，所以就能實現ZVS和ZCS。

那么為什么要用不對稱全橋來操作呢？因為當你仔細觀察諧振全橋的工況。當對稱橋臂ON后，諧振電感電流上升到PK值，再從PK值往下降的后半段時間，其實是沒有從電源取電流。反而只是電感和電容的相互能量轉換的階段，所以我們完全可以切斷全橋低端開關。這樣一來高端開關的后半段時間，只需繼續維持諧振電流方向即可。當諧振電流下降到接近零點時，高端開關的就實現了ZCS，高端MOS的ZVS實現是非常簡單的。諧振電流下降到零后，電流方向換向，很快就能滿足高端MOS的ZVS。反之，低端MOS的ZVS實現是比較很麻煩的，而且低端MOS還是在電流PK處關斷，具有非常高的關斷損耗。下圖是原邊四個開關的時序圖，可看到高端MOS是互補對稱切換的，調整只是低端MOS的占空比，而且占空比不能低于25%。

波形說明：ZVS ZCS的波形截圖。

1， 綠色：高端MOS的VGS，紅色：高端MOS的電流。

2， 紅色：高端MOS的驅動信號，綠色：低端MOS的驅動信號。

3， 綠色：半橋中點電壓，紅色：諧振電流。

為什么我認為低端MOS的ZVS實現比較麻煩。在高端MOS關閉后，實際上諧振電感的電流已經下降到非常接近零的值，然而實現ZVS的關鍵是需要大電流在死區時間之內將高低端半橋的Coss電荷帶走。可知此時諧振電感電流已經非常筋疲力盡了，很能靠它來給低端MOS實現ZVS。所以還需要考慮其它參數：比如考慮變壓器勵磁電感和勵磁電流，或者讓諧振電流在高端MOS關斷后，還能保證一定的電流。

怎樣實現這個操作呢，就是改變系統的開關頻率。讓開關頻率高于諧振頻率，從而讓諧振電流與高端MOS驅動之間產生一定的相位延遲。當高端MOS關閉后，因為諧振電流還未立刻下降到零點，它還具有一定的能力就能帶走半橋MOS的Coss電荷，從而實現ZVS。搞了這么多，其實還是挺麻煩的。具體實現可見下圖，是諧振電流與低端開關電壓波形。

系統的控制變量：改變低端 MOS的占空比實現對輸出電壓的控制，當占空比加到0.5時，就是普通的LLC了。也可以調頻。這個控制不再累述，就到這里。

第二部分 對稱全橋定頻ZVS和ZCS的另一種實現

我對普通LLC是又愛又恨的，愛的是它效率高，控制簡單。恨得是調整范圍狹窄，較難應付寬輸入輸出范圍。目前我為了解決寬范圍的問題方法是：把增益1放到接近最高電壓的的地方，全范圍僅靠提升頻率來控制，通過優化L,C,LM等參數縮窄開關頻率變化區域。這樣一來不免要使用很低的lm/lr值，變壓器就要開氣隙。帶來了較大的勵磁電流損耗，寬頻率調整范圍也加劇了磁芯損耗和線損，氣隙對繞線損耗也有很大的影響。

那么有沒有一種工作方式能同時解決：寬范圍輸入輸出，極窄的PFM范圍，變壓器不用開氣隙。恰好今天晚上看Gang liu大神的論文（Implementation of 3.3-kW GaN-Based DC-DC Converter for EV On-BoardCharger with SeriesResonant Converter that Employs Combination of Variable-Frequency andDelay-Time Control），習到文章的核心思想后不禁腦洞大開，結合前幾天想不對稱全橋一些思緒。好像找到了一個非常炸裂的控制方法，請各位看官聽我娓娓道來。  回頭來看，滿足ZCS和ZVS的關鍵就是：1，工作頻率放在諧振頻率上，2，讓諧振電感電流在的下降速度加快或變慢。但是諧振頻率會隨著增益的變化飄走，只有極少的工況會落到諧振頻率上。如果有一種辦法可以讓系統固定頻率落在諧振頻率上運行，那就能實現ZVS和ZCS。但是你LLC畢竟是PFM，你固定頻率就失去了唯一的控制量。這時候我參考了Gang liu大佬在論文中提出一種控制方法，可以在SRC模式時大幅度提升增益，而且能在變壓器不開氣息的情況下搞定寬范圍輸入輸出。

且看他是怎樣做到的：我們再來看看LLC變換器，為什么在低于諧振頻率時輸出增益能高于1。理論分析已經很多了，我這里直接放出結果，是勵磁電感也加入了諧振。通俗的說就是勵磁電感也出了一份力，最終實現變換器的增益能高于1。顯然這種控制的關鍵就是不斷的降低頻率，讓勵磁電感更多的出力，從而能把諧振能力提到更高。最終實現增益大于1的關鍵就是加大諧振腔的能量存儲。我們現在來看SRC模式，頻率限制和直流傳遞函數特性，不能進入LLC模式，無法把勵磁電流加入進來。但是Gang liu大佬提出的方法：在每個諧振周期剛開始時，人為短路變壓器副邊兩端。短路后，加在諧振電感的電壓從（VIN - N*VO）變為VIN，能極大的提升諧振電感的能量存儲，所以在SRC工作模式就就能實現增益大于1。

另外ZCS的關鍵是諧振電感充電和放電速度不對等性，高端MOS開通后，通過短路副邊能以VIN直接加到諧振腔上，但在諧振電流下降時刻，失去了這個加速有原因，速度是要慢了許多的，可見仿真波形：

Gang liu大佬使用的變頻和死區一起進行調節，目的是要實現全范圍最優控制。但是我退而求其次，我只需要在一定的范圍內實現增益提升即可。通俗的講就是，350V放在諧振頻率點，350V以下全部通過PFM實現，350V開始固定在諧振頻率，然后使用Gang liu提出的短路副邊變壓器的時間來作為輸出增益的控制量。通過簡單的仿真，變壓器副邊短路時間在半個周期的0-15%內就能實現非常寬的增益提升，甚至完全可以提升到420V以上。

我想到的操作方法是：在需要高增益時定頻工作使用副邊MOS工作提升增益，同時保證ZVS和ZCS。在中低負載就PFM吧。通過這些操作帶了絕佳的好處：

1.  當固定頻率在諧振頻率上，原邊4個開關全部實現ZVS和ZCS。

2.  以SRC模式工作，變壓器無需氣息。

3.  副邊ZCS開通。

4.  僅控副邊2個MOS，控制簡單。

5.  在中低輸出電壓時，PFM足以應對。

6.  無需Gang liu大佬論文中那樣考慮高低端MOS切換時諧振電流過零換向的延遲，再次簡化控制。

開環仿真調試模型：

實際測試波形：輸出180V/20A/97%，400V輸入，18/8。

參考文檔：

1，Implementation of 3.3-kW GaN-Based DC-DC Converter for EV On-BoardCharger with SeriesResonant Converter that Employs Combination of Variable-Frequency andDelay-Time Control   Yungtaek Jang, Milan M. Jovanovi?, Juan M. Ruiz, Misha Kumar, and Gang Liu1, 2 Power Electronics Laboratory, Delta Products Corporation, 5101 Davis Drive, Research Triangle Park, NC, USA

Electrical Engineering, Fudan University, Shanghai 200433, People’s Republic of China2 Delta Power Electronics (Shanghai) Co. Ltd, 201209, People’s Republic of China