基本的反激变换器原理图如下所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率<75W～的开关电源应用场合，反激变换器（Flyback Converter）是最常用的一种拓扑结构（Topology）。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。接下来我将电源的关键部分的设计进行说明！

RCD吸收电路的计算结果如下：(上文已完成变压器关键设计)

反激变换器在MOS 关断的瞬间，由变压器漏感LLK 与MOS 管的输出电容造成的谐振尖峰加在MOS 管的漏极，如果不加以限制，MOS 管的寿命将会大打折扣。因此需要采取措施，把这个尖峰吸收掉。

因此反激的RCD吸收电路设计对FLY的EMI及MOS的应力都有比较大的影响。对于<75w的FLY设计；为了保证其参数的最佳化设计：

开关MOS管关断时的实际波形图

注意：RCD吸收电路的设计对系统的EMI也会有很大的改善！

■RCD吸收电路 (DS, CS,RS) 将改变MOSFET 关断时的突波振幅与振荡频率，

进而改变了杂讯频谱。

■电压Vds波形改变了共模杂讯，电流ID波形改变了差模杂讯。

对于电路在EMI上的设计可参考我的文章：

《FLY反激的RCD吸收电路设计分析》

RCD的钳位电路设计理论依据：

励磁电感能量可通过理想变压器耦合到副边,而漏感因为不耦合,能量不能传递到副边,如果不采取措施,漏感将通过寄生电容释放能量,引起电路电压过冲和振荡,影响电路工作性能,还会引起EMI问题,严重时会烧毁器件,为抑制其影响,可在变压器初级并联无源RCD钳位电路

对于本设计我将理论和实际相结合；对于有机会看到文章的朋友，对设计有个更快速直观的认知；并且对于同类的设计直接分辨出优劣及问题！

我们先从理论计算上给出我的计算方法：

RClamp由下式决定：其中Vclamp一般比反射电压Vor高出50～100V，LLK为变压器初级漏感，以实测为准（本设计例中电感为280uH,实测的最大漏感为20uH）：

变压器的规格参数-可参考我的文章：

《小于75W反激变换器的设计连载-3（关键设计部分）》

CClamp由下式决定：其中Vripple一般取Vclamp的5%～10%是比较合理的：

参考理论如下：

通过计算公式得出理论计算数据如下：

理论的计算数据得出的分析原理结构图如下：

实际测试RCD钳位电容的电压波形Data分析：

引入RCD钳位电路,目的是消耗漏感能量,但不能消耗主励磁电感能量,否则会降低电路效率。要做到这点必须对RC参数进行优化设计,下面分析其工作原理：当MOS-D关断时,漏感Lk释能,二极管Ds导通时,C上电压瞬间充上去,然后D截止,C通过R放电。

设计的关键细节分析如下：

A.若C值较大,C上电压缓慢上升,副边反激过冲小,变压器能量不能迅速传递到副边,见图(a);B.若C值特别大,电压峰值小于副边反射电压,则钳位电容上电压将一直保持在副边反射电压Vor附近,即钳位电阻变为死负载,一直在消耗磁芯能量,见图(b);C.若RC值太小,C上电压很快会降到副边反射电压,故在MOS开通前,钳位电阻只将成为反激变换器的死负载,消耗变压器的能量,降低效率,见图(c)：D.如果RC值取得比较合适,到MOS开通时,C上电压放到接近副边反射电压,到下次导通时,C上能量恰好可以释放完,见图(d),这种情况钳位效果较好,但电容峰值电压大,器件应力高。

注意：B和C两种方式是不允许的,

A种方式电压变化缓慢,能量不能被迅速传递；

D种方式电压峰值大,器件应力大。

E.可折衷处理:在第D种方式基础上增大电容,降低电压峰值,同时调节R,使到开关MOS开通时,C上电压放到接近副边反射电压,之后RC继续放电至开关MOS下次开通,如图(e)所示。

我们进行实际参数的具体取值进行测试分析：

小的吸收电阻对开关MOS的开关应力确实有帮助；关键点要注意我们电路设计的要解决的问题点在哪儿？建议采用最佳设计来满足电路要求！

R=47K/2W C=2.2nF/630V D=FR207