我以我们自己的IC进行设计分析说明：

基本的反激变换器原理图如下所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率<75W～的开关电源应用场合，反激变换器（Flyback Converter）是最常用的一种拓扑结构（Topology）。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点；后面我将电源的关键部分的设计进行说明！

在设计时，我前面有讲过开关电源的EMI滤波器的设计，就不再分析滤波器的设计。我先来分析开关电源的安全安规器件的设计。

★认证关于X,Y电容

根据IEC 60384-14，电容器分为X电容及Y电容

1.X电容是指跨于L-N之间的电容器

2.Y电容是指跨于L-G/N-G之间的电容器。(L=Line, N=Neutral, G=Ground)

X电容底下又分为X1, X2, X3，主要差别在于:

1.X1耐高压大于2.5kV, 小于等于4 kV

2.X2耐高压小于等于2.5kV

3.X3耐高压小于等于1.2kV

Y电容底下又分为Y1,Y2, Y3，Y4, 主要差别在于:

1.Y1耐高压大于8kV

2.Y2耐高压大于5kV

3.Y3耐高压大于3.5KV

4.Y4耐高压大于2.5kV

★开关电源关于X,Y电容应用特点

X,Y电容都是安规电容，火线零线间的是X电容，火线与地间的是Y电容。它们用在电源滤波器里，起到电源滤波作用，分别对共模、差模工扰起滤波作用。安规电容是指用于这样的场合，即电容器失效后，不会导致电击，不危及人身安全。安规电容安全等级应用中允许的峰值脉冲电压、过电压等级（IEC664）X1 >2.5kV ≤4.0kV Ⅲ X2 ≤2.5kV Ⅱ X3 ≤1.2kV —— 安规电容安全等级、绝缘类型、额定电压范围。

★开关电源关于X,Y电容绝缘等级

Y1 双重绝缘或加强绝缘 ≥250V

Y2 基本绝缘或附加绝缘 ≥150V ≤250V

Y3 基本绝缘或附加绝缘 ≥150V ≤250V

Y4 基本绝缘或附加绝缘 <150V

Y电容的电容量必须受到限制，从而达到控制在额定频率及额定电压作用下，流过它的漏电流的大小和对系统EMC性能影响的目的。

GJB151规定Y电容的容量应不大于0.1uF。

①工作在亚热带的机器,要求对地漏电电流不能超过0.7mA

②工作在温带机器,要求对地漏电电流不能超过0.35mA

③因此,Y电容的总容量一般都不能超过4700PF（472）

★压敏电阻的设计选择应用及测量

压敏电阻一般并联在电路中使用，当电阻两端的电压发生急剧变化时，电阻短路将电流保险丝熔断，起到保护作用。压敏电阻在电路中，常用于电源过压保护和稳压。测量时将万用表置10k档，表笔接于电阻两端，万用表上应显示出压敏电阻上标示的阻值，如果超出这个数值很大，则说明压敏电阻已损坏。

★压敏电阻标称参数

压敏电阻用字母“MY”表示，如加J为家用，后面的字母W、G、P、L、H、Z、B、C、N、K分别用于稳压、过压保护、高频电路、防雷、灭弧、消噪、补偿、消磁、高能或高可靠等方面。压敏电阻虽然能吸收很大的浪涌电能量，但不能承受毫安级以上的持续电流，在用作过压保护时必须考虑到这一点。压敏电阻的选用，一般选择标称压敏电压V1mA和通流容量两个参数。

★压敏电阻的标称电压选取

一般地说，压敏电阻器常常与被保护器件或装置并联使用，在正常情况下，压敏电阻器两端的直流或交流电压应低于标称电压，即使在电源波动情况最坏时，也不应高于额定值中选择的最大连续工作电压，该最大连续工作电压值所对应的标称电压值即为选用值。对于过压保护方面的应用，压敏电压值应大于实际电路的电压值，一般应使用下式进行选择：

VmA＝av／bc

式中：a为电路电压波动系数，一般取1.2；v为电路直流工作电压（交流时为有效值）；b为压敏电压误差，一般取0.85；c为元件的老化系数，一般取0.9；

这样计算得到的VmA实际数值是直流工作电压的1.5倍，在交流状态下还要考虑峰值，因此计算结果应扩大1.414倍。

★压敏电阻的压敏电压

即击穿电压或阈值电压。指在规定电流下的电压值，大多数情况下用1mA直流电流通入压敏电阻器时测得的电压值，其产品的压敏电压范围可以从10－9000V不等。可根据具体需要正确选用。

一般V1mA=1.5Vp=2.2VAC，式中，Vp为电路额定电压的峰值。VAC为额定交流电压的有效值。ZnO压敏电阻的电压值选择是至关重要的，它关系到保护效果与使用寿命。如一台用电器的额定电源电压为220V，则压敏电阻电压值V1mA=1.5Vp=1.5×1.414×220V=476V，V1mA=2.2VAC=2.2×220V=484V，因此压敏电阻的击穿电压可选在470－480V之间。

VmA＝av／bc

式中：a为电路电压波动系数，一般取1.2；v为电路直流工作电压（交流时为有效值）；b为压敏电压误差，一般取0.85；c为元件的老化系数，一般取0.9。

这样计算得到的VmA实际数值是直流工作电压的1.5倍，在交流状态下还要考虑峰值，因此计算结果应扩大1．414倍。

★压敏电阻参数表如下：

我常用的S14K350器件参数如下：

★安全保险丝

1作用：安全防护。在电源出现异常时，为了保护核心器件不受到损坏。

2技术参数：额定电压V、额定电流I、熔断时间I^2RT。

3分类：快断、慢断、常规。

1、0.6为不带功率因数校正的功率因数估值

2、Po输出功率

3、η 效率（设计的评估值）

4、Vinmin 最小的输入电压

5、2为经验值，在实际应用中，保险管的取值范围是理论值的1.5~3倍

6、0.6为不带功率因数校正的功率因数估值。0.95带PFC 估值！

目前我们大多采用慢熔保险丝；其时间—电流特性如下：

★热敏电阻NTC

1作用：有效的抑制开机时产生的浪涌电压形成的浪涌电流。2技术参数：以氧化锰等为主要原料制造的精细半导体电子陶瓷元件。

电阻值随温度的变化呈现非线性变化，电阻值随温度升高而降低。3公式解释说明：

1. Rt 是热敏电阻在T1温度下的阻值；

2. Rn是热敏电阻在Tn常温下的标称阻值；

3. B是材质参数；(常用范围2000K~6000K)

4. exp是以自然数 e 为底的指数（ e =2.{{71828:0}} ）；

5. 这里T1和Tn指的是K度即开尔文温度，K度=273.15(绝对温度)+摄氏度.

上述的基本安全安规基本知识掌握后；接下来再参考如下所示的设计步骤，一步一步设计反激开关变换器

反激变换器的设计步骤

我以我们的IC进行设计分析说明：

基本的反激变换器原理图如下所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率<75W～的开关电源应用场合，反激变换器（Flyback Converter）是最常用的一种拓扑结构（Topology）。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点；接下来我将电源的关键部分的设计进行说明！

我们先来确定系统的输入输出参数，进行开关电源最前端的整流滤波设计；

--输入电压范围：Vinmin_AC 及Vinmax_AC

--电网频率：50HZ/60HZ（国内为50Hz）

--输出功率：（等于各路输出功率之和）

--初步估计变换器效率：η（低压输出时，η取0.7～0.75，高压输出时，η取0.8～0.87）根据预估效率，估算输入功率：

对多路输出，定义KL（n）为第n 路输出功率与输出总功率的比值：

原理图设计要求：90VAC-265VAC的全电压范围；

对应的公式计算应用 100VRMS–Min 来计算输入电解电容的纹波电流

输出规格：

12V-2A & 110V/0.42A

使用基本计算公式；我们将计算公式进行EXCEL软件便于修改参数进行反复修改，从而确定最佳参数设计！

计算参考如下：

再来提供给大家快速设计的理论分析

对于整流电路－输入整流桥有两种大的工作模式：

★输入主电解电容的设计；其跟输出的功率有关！

依据设计经验通常，对于宽输入电压（85～265VAC），取2～3μF/W；对窄范围输入电压（176～265VAC），取1μF/W 即可，电容充电占空比Dch 一般取0.2 即可。

上图为实际工作的大电解电容的充放电波形；只有T1时间是在给电容充电！

对于我们的FLY-IC的设计应用；我给出如下参考应用：

通过上面的基础理论；我们还可以根据实际的用户需求；如电容保持时间！特别是我们的供电系统做输入电压跌落试验时提出要求时：

◆ＡＣ输入电压通过二极管桥堆整流成为ＤＣ电压　

◆为了提供必要的输出功率，ＤＣ电压需要确保为多少？

（根据容许纹波要求）需要上面的公式进行计算！

但是多数情况下，考虑到瞬间停电时的输出保持时间来选择参数，要比通过容许纹波选择的容量值更大。

因此，优先考虑通过输出保持的容量选择。

◆瞬时停电时能够保持输出电压？理论计算公式：

Ｔ：保持时间　ｎ：效率　　Ｐ(OUT)：输出功率

Ｃ：电解电容容量　Ｖin（ＤＣ）Ｍin：输入电压Ｍin值

Ｖin（ＤＣ）Ｓ：能够提供电源控制的输入电压

因此对于开关电源前面输入的整流滤波回路的设计参数可以确定：

我以我们的IC进行设计分析说明：

前面已经弄清楚后，我们再来进行围绕开关MOS的成本及可靠性方面；计算变压器的关键参数，搞定FLY的主架构的设计！

我的IC工作频率67KHZ

(我们的IC有多种频率可选67KHZ/100KHZ/130KHZ等)

目前的设计选择为各厂家通用的工作频率67KHZ;采用PWM+PFM控制模式，系统有较好的效率；较好的待机功耗等！

在设计之前，我先来回复客户常问我的一个问题：开关电源为什么常常选择67K或者100K左右范围作为开关频率，有的人会说IC厂家都是生产这样的IC，当然这也有原因。每个电源的开关频率会决定什么？对于多年的IC及各厂家的IC应用研究，我提出我的看法：

我们应该从这几个方面去思考原因：

A.有人说频率高了EMC不好过，一般来说是这样的，但这不是必然，

EMC与频率确实有关系，但不是必然。

高频率的IC的EMI我有经常指导客户搞定它！

B.先来想象我们的电源开关频率提高了,直接带来的影响是什么?

注意：当然是MOS开关损耗增大，因为单位时间开关次数增多了。

如果频率减小了会带来什么？开关损耗是减小了，但是我们的储能器件单周期提供的能量就要增多，势必需要的变压器磁性要更大，储能电感要更大了。

选取在67K到100K左右就是一个比较合适的经验折中，

电源就是在折中合理化折中进行。

目前市场上的大多数IC的功能及引脚定义都相同；通用的工作频率及引脚定义为产品的通用设计带来便利；提高了设计和同类产品的转换机率！C.假如在特殊情形下，输入电压比较低，开关损耗已经很小了，还在乎这点开关损耗吗，那我们就可以提高开关频率，起到减小磁性器件体积的目的。 D.我们使用过PI的电源IC；在未来追求系统成本，其开关频率为132KHZ;可使用小的变压器结构优化电源体积；

注意：开关电源的频率的选择怎么做都可以，只要能合理使用。能给你的设计带来高的设计可靠性及通用性，降低设计开发成本是最关键的！

进入正题

FLY-开关电源的设计我们经常会工作在下图示的状态；DCM与CCM模式；

FLY-反激变换器有两种运行模式：电感电流连续模式（CCM）和电感电流断续模式（DCM）。两种模式各有优缺点，相对而言，DCM 模式具有更好的开关特性，次级整流二极管零电流关断，因此不存在CCM 模式的二极管反向恢复的问题。

此外，同功率等级下，由于DCM模式的变压器比CCM 模式存储的能量少，故DCM 模式的变压器尺寸更小。但是，相比较CCM 模式而言，DCM 模式使得初级电流的RMS 增大，这将会增大MOS 管的导通损耗，同时会增加次级输出电容的电流应力。

因此，CCM 模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合，DCM 模式常被推荐使用在高压-小电流输出的场合。

对CCM 模式反激变换器而言，输入到输出的电压增益仅仅由占空比决定。而DCM 模式反激变换器，输入到输出的电压增益是由占空比和负载条件同时决定的，这使得DCM模式的电路设计变得更复杂。但是，如果我们在DCM 模式与CCM模式的临界处（BCM 模式）、输入电压最低（Vinmin_DC）、满载条件下，设计DCM 模式反激变换器，就可以使问题变得简单化。于是，无论反激变换器工作于CCM 模式，还是DCM 模式，我们都可以按照CCM模式进行设计。

我的设计迭代计算结果如下：

进行参数设计时；几个关键参数参考下图

MOS 管关断时，输入电压Vin 与次级反射电压nVo 共同叠加在MOS的DS 两端。最大占空比Dmax 确定后，反射电压Vor（即nVo）、次级整流二极管承受的最大电压VD 以及MOS 管承受的最大电压Vdsmax，可由下式得到：

通过上面公式，可知：

Dmax 取值越小，Vor 越小，进而MOS 管的应力越小，

然而，次级整流管的电压应力却增大。

因此，我们应当在保证MOS 管的足够裕量的条件下，尽可能增大Dmax，来降低次级整流管的电压应力。

Dmax的取值，应当保证Vdsmax不超过MOS管耐压等级的80%；同时，对于峰值电流模式控制的反激变换器，CCM 模式条件下，当占空比超过0.5 时，会发生次谐波震荡。综合考虑，对于耐压值为650V的MOS管，设计中，Dmax 不超过0.5 为宜。迭代计算相关数据请参考我的EXCEL计算表格！

我们IC的规格书中，细心的开发者会注意到最大占空比的说明：

说明我在应用设计时，允许最大占空比会达到75%；当我们反激的占空比大于50%会带来什么？好的方面有哪些？不好的方面有哪些？反激的占空比大于50%意味着什么，占空比影响哪些因素?

第一:占空比设计过大，首先带来的是匝比增大，

主MOS管的应力必然提高。

一般反激选取600V或650V以下的MOS管，成本考虑。

占空比过大势必承受不起。上面通过公式已经有很好的说明了。第二点：很重要的是很多人知道，需要斜坡补偿，否则环路震荡。

IC一般都有这个功能如下：

不过这也是有条件的，右平面零点的产生需要工作在CCM模式下，如果设计在DCM模式下也就不存在这一问题了。后面再讲电源的补偿设计！

这也是小功率为什么设计在DCM模式下的其中一个原因。当然我们设计足够好的环路补偿也能克服这一问题。

当然在特殊情形下也需要将占空比设计在大于50%，单位周期内传递的能量增加，可以减小开关频率，达到提升效率的目的，如果反激为了效率做高，可以考虑这一方法。

我们在设计反激开关电源的时候VRO反射电压的范围为：70V-110V；如果选择的是650V或700V的高压MOS器件时，我的经验设计推荐VRO=90V左右！可靠性！！

注意在最大功率本设计/工作在CCM模式的最小VDC=140V

最小输入AC≈95VAC

也就是说我的设计在通常状况下，电源工作是在DCM。

只有系统过载或输入电压<95VAC时系统进行CCM模式！

此时系统有较好的EMI效果；

因此可以看到对于反激的设计应用：当输入电压变化时，变换器可能会从CCM 模式过渡到DCM 模式，或从DCM模式过渡到CCM 模式;对于两种模式，我们需要均在最恶劣条件下（最低输入电压、满载）设计变压器的初级电感Lm。由下式决定：

其中，fsw 为反激变换器的工作频率，KRF为电流纹波系数，

其定义如下图所示：

流过开关MOS管的电流波形及电流纹波系数

通常我们对于DCM 模式变换器，设计时KRF=1。

对于CCM 模式变换器，KRF<1。

KRF 的取值会影响到初级电流的均方根值（RMS），KRF 越小，RMS 越小，MOS 管的损耗就会越小，然而过小的KRF 会增大变压器的体积，设计时需要反复衡量。

一般而言，设计CCM 模式的反激变换器：

宽压输入时（85～265VAC），KRF 取0.25～0.5；

窄压输入时（165～265VAC），KRF 取0.4～0.8 即可。

而实际我们的开关电源在工作过程中是在DCM与CCM两种工作模式都会存在；其随负载的变化而变换！

对于FLY设计：KRF取0.25～0.85的设计就OK!不需要明确的区分来设计变压器的初级电感取值；因此一旦Lm 确定，流过MOS 管的电流峰值Idspeak和均方根值Idsrms 亦随之确定：参考如下公式；

式中：

MOS管的导通损耗Pcond可以通过下面公式计算：

Rdson为MOS 管的导通电阻

接下来是变压器的设计问题！

什么样的变压器才算是比较完美且适用的？变压器决定了什么，影响了什么?

设计变压器是各种拓扑的核心点之一，变压器设计的好坏，影响电源的方方面面，有的无法工作，有的效率不高，有的EMC问题难解，有的温升过高，有的极限情况会饱和，有的安规就过不了！

需要综合各方面的因素来设计变压器。设计变压器从哪里入手呢？

一般来说，根据功率来选择磁芯大小，有经验的可参考自己设计过的，这个是最推荐的设计；没经验的只能按照AP算法去算，当然还要留有一定的余量，最后实验去检验设计的好坏。一般小功率反激推荐的用的比较多EE型，EF型，EI型，ER型，中大功率PQ的用的比较多，这里面也有每个人的习惯以及不同公司的平台差异，需要根据自己公司的平台和变压器资源库来选择合适的型号。实际设计中，由于充满太多的变数，磁芯的选择并没有非常严格的限制，可选择的余地很大。其中一种选型方式是，我们可以参看磁芯供应商给出的选型手册进行选型。相关的选型参考下表：