升壓轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)

考慮升壓轉(zhuǎn)換器的架構(gòu)，如圖 1 所示。

圖1

忽略組件 C1、C2、R3。MOSFET Q1 開(kāi)啟，在電感器右側(cè) L1 和 0V 之間形成短路。因此，在電感兩端施加 3.3V 的固定電壓，因此其電流將根據(jù)

或者

或每秒 150 萬(wàn)安培。因此，如果 MOSFET 在 1us 后關(guān)斷，則通過(guò)電感器的電流將上升 1.5A。

當(dāng) MOSFET 關(guān)斷時(shí)，電感器會(huì)嘗試保持其電流流動(dòng)。它通過(guò)在其端子上產(chǎn)生一個(gè)非常類似于電池的電壓來(lái)實(shí)現(xiàn)這一點(diǎn)，其中電流從負(fù)極端子流過(guò)電池，流到正極端子。

在圖 1 的電路中，我們可以看到，為了保持電流流動(dòng)，電感器右側(cè)的電壓必須相對(duì)于左側(cè)增加。左側(cè)連接到輸入電壓（因此不能改變），因此右側(cè)電壓增加到高于輸入電壓并繼續(xù)這樣做，直到某些東西導(dǎo)電。理論上，這個(gè)電壓會(huì)上升到一個(gè)無(wú)窮大的值，使得電感非常擅長(zhǎng)從低電壓產(chǎn)生高電壓。

在圖1中，電感電壓增加，直到二極管D1導(dǎo)通，然后電感中的能量流入輸出電容器C3，導(dǎo)致C3兩端的電壓略有增加。值得注意的是，即使在 MOSFET 開(kāi)始開(kāi)關(guān)之前，也有一條直流路徑從輸入端通過(guò) L1 和二極管 D1 流入 C3，因此在啟動(dòng)時(shí)，C3 兩端將有一個(gè)電壓（等于 Vin – Vdiode）。

當(dāng) MOSFET 關(guān)斷且電感放電時(shí)，電感仍按照

除了這次，電感兩端的電壓等于 Vout – Vin（忽略二極管壓降）。

當(dāng)電感放電時(shí)，MOSFET 導(dǎo)通并重新開(kāi)始該過(guò)程。重復(fù)此過(guò)程會(huì)產(chǎn)生從電感到輸出電容器的能量脈沖，從而使輸出電容器兩端的電壓上升。在圖 1 中，電阻器 R1 和 R2 監(jiān)視輸出電壓，當(dāng) FB 引腳上的電壓達(dá)到某個(gè)點(diǎn)時(shí)，芯片終止對(duì) MOSFET 的驅(qū)動(dòng)，直到輸出電容器上的電壓下降。

可以在文末下載該電路的 LTspice 模型：LTC3872 升壓轉(zhuǎn)換器

LTspice 仿真結(jié)果如圖 2 所示。這里我們查看的是輸出電壓上升到 5V 后運(yùn)行的部件。

圖2

藍(lán)色波形是 MOSFET 的柵極電壓。當(dāng) FET 開(kāi)啟時(shí)，電感器電流（紅色）在 739ns 內(nèi)從 1.09A 上升到 2.18A（這可以在 LTspice 中測(cè)量），或者以每秒 147.4 萬(wàn)安培的速率上升，接近我們上面計(jì)算的值。這種差異是由于 FET 不提供真正的對(duì)地短路，而且在接通時(shí)實(shí)際上它兩端的電壓約為 50mV，從而降低了電感兩端的電壓。

同樣，當(dāng) FET 關(guān)閉時(shí)，電流在 1.083us 內(nèi)從 2.18A 上升到 1.09A。從方程

一旦輸出達(dá)到穩(wěn)壓，電感兩端的電壓為 [(5+Vd) - 3.3]，其中 Vd 是二極管兩端的電壓（約 0.5V），因此我們可以計(jì)算電流斜坡為

或每秒 100 萬(wàn)安培。在 1.083us 期間，電流下降 1.083A，因此我們的 LTspice 模擬再次非常接近計(jì)算值。

有趣的是，di/dt 的值僅由電感值和電感兩端的電壓決定。控制器 IC 與設(shè)置電感斜坡電流無(wú)關(guān)。

計(jì)算占空比（FET 的導(dǎo)通時(shí)間與總振蕩周期的比率）也很有用。

再次從等式

我們可以看到，在斜坡上升期間，電感電流 di 表示為

其中 dt 1是 FET 的導(dǎo)通時(shí)間，Vin 是輸入電壓。

在斜坡下降期間，電感電流表示為

其中 Vout 是輸出電壓，dt 2 是 FET 的關(guān)斷時(shí)間。為了讓生活更輕松，我們忽略了二極管壓降。

對(duì)于固定輸入電壓和固定輸出電壓，di 在斜升和斜降時(shí)相同。

因此，等價(jià) di 給出

由此我們可以計(jì)算

現(xiàn)在，我們的占空比 DC 表示為

因此

所以

所以從那里我們可以計(jì)算出

同樣，占空比僅由輸入和輸出電壓設(shè)置。電感值不會(huì)影響占空比的設(shè)置，控制器 IC 也不會(huì)。

只要電感中的電流不降至零，上述情況就成立。這稱為連續(xù)傳導(dǎo)模式 (CCM)。如果電感電流降至零，則上述占空比方程不成立，控制器進(jìn)入斷續(xù)導(dǎo)通模式 (DCM)。

在 CCM 中，如果負(fù)載電流增加，占空比保持不變（在穩(wěn)定狀態(tài)下）。電路通過(guò)保持占空比恒定對(duì)負(fù)載電流的增加做出反應(yīng)，但電感電流的中點(diǎn)（其直流偏移）增加。開(kāi)關(guān)頻率和電感紋波電流的幅度保持不變。在圖2中，電感電流的中點(diǎn)約為1.65A，紋波幅度為1.1A。如果負(fù)載增加，中點(diǎn)電流會(huì)增加，但電感紋波電流仍為1.1A。

在升壓轉(zhuǎn)換器中，平均輸入 電流等于平均電感電流。圖 1 的電路產(chǎn)生 5V 輸出到 5 歐姆 (1A)，因此我們有一個(gè) 5W 負(fù)載。如果我們假設(shè)轉(zhuǎn)換器的效率為 90%，這意味著我們需要輸入功率為

輸入電壓為 3.3V，這意味著電流為 1.68A。我們可以從圖 2 中看到，平均輸入電流約為 1.68A。

升壓轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)程序

下面是一個(gè)使用上述理論的工作示例。它基于通用升壓轉(zhuǎn)換器 LT3757（LT3757 數(shù)據(jù)表在ADI官網(wǎng)下載）。

我們的簡(jiǎn)介是設(shè)計(jì)一個(gè)升壓轉(zhuǎn)換器，將 5V 轉(zhuǎn)換為 12V 并提供 1A 的負(fù)載。輸出紋波應(yīng)小于 2%。開(kāi)關(guān)頻率需要約為。500kHz。我們可能會(huì)施加這個(gè)開(kāi)關(guān)頻率，以確保 DC/DC 轉(zhuǎn)換器的工作頻率與電路中其他敏感電子設(shè)備的頻率不同。此外，通常更快的開(kāi)關(guān)頻率會(huì)導(dǎo)致更小的電感器尺寸，但電路中的開(kāi)關(guān)損耗會(huì)增加，因此 500kHz 通常是確保良好效率的最佳點(diǎn)，但組件較小。

電感選擇

對(duì)于 12V/1A 輸出，這代表 12W 的負(fù)載。數(shù)據(jù)表的第 1 頁(yè)顯示我們的效率將達(dá)到 90% 左右，這意味著我們的輸入功率為：

對(duì)于 5V 輸入，這表示平均輸入電流為

電感的最佳紋波電流為輸出電流的 40%。對(duì)于大多數(shù) DC/DC 轉(zhuǎn)換器來(lái)說(shuō)，這是一個(gè)很好的經(jīng)驗(yàn)法則，代表了小電感器尺寸和低開(kāi)關(guān)損耗之間的權(quán)衡。

我們的電感電流為 2.67A，因此對(duì)于 40% 的紋波，峰值電流需要為 (2.67 x 1.2 = 3.2A)。我們的最小電感電流需要為 (2.67 x 0.8 = 2.14A)。這導(dǎo)致電流變化為 (3.2 – 2.14 = 1.06A)。

我們知道我們的占空比表示為

這是

500kHz 的開(kāi)關(guān)頻率具有 2us 的周期，因此 MOSFET 導(dǎo)通

（此時(shí)，值得檢查控制器的最小導(dǎo)通時(shí)間，看看我們是否符合規(guī)范。LT3757 的最小導(dǎo)通時(shí)間為 220ns，所以我們沒(méi)問(wèn)題）。

我們已經(jīng)計(jì)算出我們的電流需要改變 1.06A，所以我們的電流隨時(shí)間的變化是

當(dāng) MOSFET 導(dǎo)通時(shí)，電感兩端的電壓等于我們的輸入電壓 (5V)，因此我們可以從中計(jì)算出電感值

所以我們的電感值計(jì)算為 5.47uH。

現(xiàn)在，如果電感中流過(guò)太多電流，它所纏繞的鐵氧體就會(huì)飽和，其電感值會(huì)迅速下降。由上式可知，如果電感減小，電流隨時(shí)間的變化增加，過(guò)流的影響會(huì)惡化，所以我們必須確保我們選擇的電感是額定處理電流的。因此電感的飽和額定值需要超過(guò) 3.2A 的峰值電流。3.5A 的飽和額定值就足夠了。

Wurth Electronics 有 2 種合適的解決方案（可以使用 Wurth Electronics 元件仿真軟件找到）：

零件編號(hào)值飽和電流

744774047               4.7uH 5.5A

744774068               6.8uH 5A

這些組件中的任何一個(gè)幾乎沒(méi)有區(qū)別，因此將選擇 4.7uH，因?yàn)樗咏?/p>

Rsense 計(jì)算

檢測(cè)電阻器饋入控制器內(nèi)部的 PWM 引擎，并確定可以流過(guò)電感器的最大電流。電感電流流過(guò)檢測(cè)電阻，在其兩端產(chǎn)生斜坡電壓。如果該電壓超過(guò) 100mV（參見(jiàn)數(shù)據(jù)表），MOSFET 將關(guān)閉以保護(hù)周圍電路免受過(guò)電流影響。

我們?cè)谏厦嬗?jì)算出我們的峰值電感電流為 3.2A，因此必須選擇我們的檢測(cè)電阻，使該電流不超過(guò) 100mV（最壞情況規(guī)格）的檢測(cè)閾值。

為了允許 20% 的裕量，我們假設(shè)電流檢測(cè)跳閘閾值為 80mV。對(duì)于 3.2A 的峰值電流，這意味著檢測(cè)電阻值為 25mOhms。將其放回到 100mV 的數(shù)據(jù)表規(guī)范中，這意味著我們最壞情況下的電感器電流將為 4A，遠(yuǎn)低于我們電感器的 5.5A 額定值。

MOSFET 選擇

MOSFET 需要能夠處理峰值電感電流，因此在本設(shè)計(jì)中，10A 的漏源電流額定值 (Id) 就足夠了。漏源電壓 (Vds) 需要超過(guò)輸出電壓 + 二極管壓降，因此任何高于 20V 的電壓都適用于 12V 輸出。

MOSFET 的柵源開(kāi)啟電壓 (Vgs) 需要小于輸入電壓，以確保從 Gate 引腳出來(lái)的電壓能夠真正激活 MOSFET。邏輯電平 MOSFET 具有低導(dǎo)通電壓，應(yīng)用廣泛，通常非常適合低壓 DC/DC 轉(zhuǎn)換器。

上述參數(shù)代表了 MOSFET 的最低限度的特性。但是，要獲得良好的設(shè)計(jì)，我們必須確保 MOSFET 中的損耗盡可能低。MOSFET 開(kāi)關(guān)在電路中存在兩種損耗：開(kāi)關(guān)損耗和傳導(dǎo)損耗。

在 MOSFET 的導(dǎo)通和關(guān)斷期間，開(kāi)關(guān)損耗是由流經(jīng) MOSFET 的電流和 MOSFET 兩端的電壓（因此在 MOSFET 中產(chǎn)生功率）的同時(shí)產(chǎn)生的。對(duì)于來(lái)自控制器 IC 的給定柵極驅(qū)動(dòng)器，MOSFET 的柵源電容越低，MOSFET 開(kāi)啟的速度就越快。因此，MOSFET 的 Qg 規(guī)格很重要，應(yīng)盡可能低。MOSFET 的 Qg 也會(huì)對(duì)芯片的散熱產(chǎn)生影響，尤其是在芯片的輸入電壓較高的情況下。

電荷由等式?jīng)Q定：

電荷 (Q) = 電流 (I) x 時(shí)間 (s)

由于頻率是時(shí)間的倒數(shù)，我們可以寫成

所以我們可以計(jì)算流入芯片所需的電流，只是為了給 FET 的柵極電容充電。由于熱量是電壓和電流的乘積，如果柵極電荷高和/或開(kāi)關(guān)頻率高，那么如果輸入電壓高，芯片中的散熱就會(huì)很高。

一旦 MOSFET 導(dǎo)通，MOSFET 的漏極和源極端子之間就會(huì)出現(xiàn)一個(gè)小的直流電阻。這是 MOSFET 的“電阻上的漏極源”或 Rdson。同樣，這需要盡可能低。

現(xiàn)在，MOSFET 制造商通過(guò)在 Drain 和 Source 之間構(gòu)建許多并行傳導(dǎo)路徑來(lái)降低 MOSFET 的導(dǎo)通電阻。因此，就像并聯(lián)電阻一樣，導(dǎo)通電阻隨著更多的并聯(lián)路徑而下降。然而，在并聯(lián)連接漏源路徑時(shí)，負(fù)面影響是柵源電容 (Qg) 也并聯(lián)連接，因此低導(dǎo)通電阻（因此導(dǎo)通損耗低）有時(shí)意味著高柵源電容（因此高開(kāi)關(guān)損耗）。因此選擇的 MOSFET 應(yīng)該是這兩個(gè)特性之間的折衷。此外，大電流 MOSFET 往往采用更大的封裝，因此，滿足低導(dǎo)通電阻和低 Qg 的理想可能會(huì)違反空間要求規(guī)范，因此選擇過(guò)程必須重新開(kāi)始。工程，一如既往，是一種妥協(xié)。

確實(shí)看MOSFET廠家的選型表，最好選擇導(dǎo)通電阻低（小于10mOhms）的MOSFET，然后過(guò)濾這個(gè)選擇，去掉Qg大于10nC的MOSFET，然后從中選擇MOSFET列表中，只要Gate開(kāi)啟電壓，Vds和Id就可以滿足。首先選擇 Vds 介于 20V 和 30V 之間的 MOSFET 可能會(huì)排除一些更適合較低電壓設(shè)計(jì)的較高電壓 FET。如果失敗，請(qǐng)將所有結(jié)果下載到電子表格并從那里進(jìn)行排序。在 MOSFET 網(wǎng)站上進(jìn)行參數(shù)搜索時(shí)，我從來(lái)沒(méi)有這么幸運(yùn)過(guò)。

或者，將所有 MOSFET 特性下載到電子表格中，刪除不符合 VDS 和 ID 要求的特性，然后添加名為 FOM（品質(zhì)因數(shù)）的列。此列應(yīng)包含值 RDSON x QG。然后按此列排序并選擇 FOM 最低的 FET。這部分將是 RDSON 和 QG 之間的最佳折衷，是頂級(jí) MOSFET 的理想選擇。

如果不能滿足低導(dǎo)通電阻和低 Qg 的理想，請(qǐng)查看占空比。如果輸出電壓不比輸入電壓高多少，那么占空比就會(huì)很低，因此 FET 的導(dǎo)通時(shí)間在總開(kāi)關(guān)周期中所占的比例很小。因此，低 Qg 更為重要，而低導(dǎo)通電阻則不太重要。同樣，高輸出電壓意味著高占空比，因此低導(dǎo)通電阻比低 Qg 更重要。

Fairchild FDS6680 代表了低導(dǎo)通電阻和低柵極電荷之間的良好折衷，但其 SO8 封裝較大，因此可能不適合緊湊型設(shè)計(jì)。

整流二極管選擇

當(dāng) MOSFET 關(guān)斷時(shí)，電感電壓迅速上升以保持電流流動(dòng)。許多二極管的反應(yīng)速度不夠快，無(wú)法對(duì)這種電壓變化做出反應(yīng)，從而導(dǎo)致 MOSFET 的漏極出現(xiàn)大尖峰。這可以（并且確實(shí)）破壞 MOSFET。

因此，肖特基二極管應(yīng)用于所有必須對(duì)電感電壓進(jìn)行整流的 DC/DC 轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)。超快二極管的響應(yīng)時(shí)間為 10 納秒，標(biāo)準(zhǔn)整流二極管的響應(yīng)時(shí)間為幾微秒，而肖特基二極管的響應(yīng)時(shí)間為幾納秒。與標(biāo)準(zhǔn)整流器 (0.6V) 相比，肖特基二極管的正向壓降 (0.3V) 也低得多，因此 VxI 損耗會(huì)浪費(fèi)一半的功率。

選擇肖特基二極管時(shí)，關(guān)鍵參數(shù)是：正向壓降（應(yīng)盡可能低）、正向電流（應(yīng)大于電感峰值電流）和額定反向電壓。當(dāng)場(chǎng)效應(yīng)管給電感充電時(shí)，肖特基二極管的正極為0V，負(fù)極為Vout，因此肖特基二極管的反向電壓額定值應(yīng)大于Vout。

在本設(shè)計(jì)示例中，MBRS340 是一個(gè)不錯(cuò)的選擇，它在 3A 峰值電流下具有 40V 的額定反向電壓和 0.53V 的正向電壓。

輸出電容選擇

與具有從電感器流入輸出電容器的連續(xù)電流的降壓轉(zhuǎn)換器不同，升壓轉(zhuǎn)換器輸出電容器必須在電感器充電時(shí)（因此與輸出斷開(kāi)連接）保持輸出電壓有效。因此，由于輸出電容器的放電，將存在輸出紋波的分量。

此外，當(dāng)電感放電時(shí)，輸出電容會(huì)出現(xiàn)浪涌電流，電容中的任何 ESR（有效串聯(lián)電阻）也會(huì)導(dǎo)致紋波。

因此，輸出紋波由 2 個(gè)分量組成：電感器充電時(shí)輸出電容器放電引起的紋波和從電感器進(jìn)入輸出電容器 ESR 的浪涌電流引起的紋波。設(shè)計(jì)規(guī)范規(guī)定輸出紋波需要小于 2%。對(duì)于以下計(jì)算，假設(shè) 1% 的輸出紋波是放電紋波，1% 是 ESR 紋波。 

電感充電時(shí)輸出電容放電引起的紋波由下式?jīng)Q定

其中i是以安培為單位的負(fù)載電流，C是以法拉為單位的輸出電容，dv/dt是輸出電壓隨時(shí)間的變化。

早些時(shí)候我們計(jì)算出 MOSFET 導(dǎo)通時(shí)間為 1.16us。如果我們需要 1% (120mV) 的放電紋波和 1A 的負(fù)載電流，這意味著我們需要一個(gè)電容為

或 9.66uF。

請(qǐng)注意，當(dāng)電感充電時(shí)，整流二極管中流動(dòng)的電流為零。當(dāng) MOSFET 關(guān)斷時(shí)，二極管電流從 0A 跳到峰值電感電流，因此是峰值電感電流，而不是紋波電流幅度決定了輸出紋波的這個(gè)分量（與降壓轉(zhuǎn)換器中的紋波相比，由紋波電流幅度決定，而不是峰值電感電流）。

ESR 引起的紋波是峰值電感電流和 ESR 的乘積。在我們的示例中，峰值電流為 3.2A。典型的鉭電容器的 ESR 約為 70m 歐姆，產(chǎn)生 224mV 的紋波。兩個(gè)并聯(lián)的電容器使 ESR 減半，但使電容加倍，因此產(chǎn)生 35m 歐姆的有效 ESR 和 112mV 的 ESR 紋波。

陶瓷電容器的 ESR 低得多（約 10m Ohm），因此如果使用陶瓷輸出電容器，ESR 紋波會(huì)顯著降低。

因此，兩個(gè) 6.8uF 鉭電容器，每個(gè)具有 70m Ohm 的 ESR 將產(chǎn)生 112mV 的 ESR 紋波和 85mV 的放電紋波。因此，總紋波為 197mV，小于設(shè)計(jì)規(guī)范的 2% 紋波。

反饋電阻選擇為 11k 和 71.5k，以便 12V 輸出將反饋點(diǎn)保持在 1.6V。一些工程師將這些電阻值設(shè)置得太大，以期節(jié)省反饋回路中的浪費(fèi)電流。然而，這可能會(huì)產(chǎn)生負(fù)面影響，因?yàn)檫^(guò)高的電阻值（超過(guò) 500k 歐姆）會(huì)導(dǎo)致反饋引腳的內(nèi)部電容和較大的外部電阻值產(chǎn)生相移，從而導(dǎo)致穩(wěn)定性差。在低功率設(shè)計(jì)中（反饋電流很重要），通過(guò)提供一個(gè)相位超前來(lái)抵消輸入電容產(chǎn)生的相位滯后，用 100pF 旁路頂部反饋電阻器克服了這個(gè)問(wèn)題。

有關(guān)如何設(shè)置欠壓鎖定 (UVLO) 和開(kāi)關(guān)頻率的信息，請(qǐng)參閱數(shù)據(jù)表。

最終的 LTspice 電路如圖 3 所示

圖3

LTspice 電路可在文末下載： LT3757 升壓轉(zhuǎn)換器

本文解釋了升壓轉(zhuǎn)換器開(kāi)關(guān)模式電源設(shè)計(jì)的基礎(chǔ)知識(shí)，適用于大多數(shù)升壓轉(zhuǎn)換器。有關(guān)使用該特定部件進(jìn)行設(shè)計(jì)的完整指南，請(qǐng)參閱各個(gè)數(shù)據(jù)表。