為了有效地將高電壓降低到低電壓，需要降壓 DC/DC 轉換器。
考慮圖 1 的電路
圖1
頂部 MOSFET 開啟，在輸入電壓 (IN) 和電感器左側 L1 之間形成短路。電感電流根據等式上升
其中 V 是電感兩端的電壓，L 是電感值，di/dt 是通過電感的電流隨時間的 變化。因此，對于固定的輸入電壓和固定的輸出電壓，電感兩端的電壓是固定的，因此電流隨時間的變化是恒定的（即斜坡波形）。
啟動時的輸出電壓為 0V，因此電感兩端的初始電壓等于輸入電壓。然而，隨著輸出電壓的變化（然后達到調節），上述等式變為
峰值電感電流由一個小型串聯電阻器 R4 檢測，當該電阻器兩端的電壓等于某個值（參見特定轉換器的數據表）時，IC 將關閉頂部 MOSFET。
現在，電感器不喜歡電流被中斷，因此當頂部 MOSFET 關閉時，電感器就像電池一樣試圖保持電流流動。參考圖 1，電感器的輸出側嘗試正向飛行（將電流從電感器的右側推出），其開關側（左側）向負向飛行（嘗試將電流吸入其左側） side) – 努力保持從左到右的電流流動。由于電感器的輸出側由電容器鉗位，因此左側為負。此時，IC 開啟底部 MOSFET Q2，將電感器的左側鉗位至地并使電感器保持其電流流動。
因此，電流向上流過MOSFET Q2，從左到右通過電感器并向下流入輸出電容器，從而為輸出電容器充電。
當 MOSFET Q2 導通時，它還會在電容器 C6 的底部提供一個到 0V 的短路。由于 C6 的頂部通過二極管 D1 連接到 LTC3891 的內部線性穩壓器 (INTVCC)，因此該電容器充電至 INTVCC – 0.3V。然后使用該電容器上的電壓提供高于輸入電壓的電壓，以啟用頂部 MOSFET。實際上，在啟動時，Q2 實際上在 Q1 之前開啟以對快速電容器 C6 充電，從而使 Q1 能夠開啟。
然后該過程再次開始，Q1 再次開啟并對電感器充電。
電感器的放電周期由與充電周期相同的方程控制：
其中 V 是電感兩端的電壓，等于輸出電壓（因為電感的左側被 MOSFET Q2 鉗位到 0V）
圖 1 的 LTspice 模型可在文末下載： LTC3854 降壓轉換器。
LTC3854 的數據表可在ADI官網下載： LTC3854 數據表。
考慮圖1，輸入電壓為12V，輸出電壓（調節中）為5V，電感值為6uH
因此從
我們可以確定電感充電時電流的變化是
或每秒 1,166,666 安培。
當電感放電時（當 Q2 導通時），電感根據方程放電
或者
這相當于每秒 833,333 安培。
圖2
圖 2 顯示了一個 LTspice 模擬，電流從 4.378A 上升到 5.604A 超過 1.08us，每秒變化 1,135,185 安培——與上面計算的結果相差不遠。
在放電期間，電流從 5.604A 下降到 4.378A，但超過 1.438us，變化為 852,573A——接近我們計算的值。
上面的差異是因為每個 MOSFET 都不會出現完美的短路，并且在完全激活時實際上有大約 50mV 的電壓穿過它。
有趣的是，di/dt 的值僅由電感值和電感兩端的電壓決定。控制器 IC 與設置電感斜坡電流無關。
計算轉換器的占空比也很有用。占空比是頂部 MOSFET 的導通時間與總振蕩周期的比率。
電感充電根據
并根據排放
（這里 dt 1是頂部 MOSFET的導通時間，dt 2是底部 MOSFET 的導通時間）
在穩態下，如圖 2 所示，充電電流等于放電電流，因此
由此我們可以看出
所以
所以
如果占空比 (DC) 是 dt 1 與 (dt 1 +dt 2 )的比率，則
所以占空比等于 Vout 與 Vin 的比率。
有趣的是，占空比完全取決于輸入和輸出電壓，與控制器 IC 或電感值無關。
只要電感電流不降為零，上述情況就成立。然后，轉換器被稱為在連續傳導模式 (CCM) 下運行。如果電感電流下降到零，則轉換器處于非連續導通模式 (DCM)。
在 CCM 中，如果負載電流發生變化，轉換器的占空比和紋波電流的幅度保持不變。該電路通過改變電感電流的中點（其直流偏移）來響應負載電流的變化。事實上，降壓轉換器中的平均電感電流等于負載電流也是正確的。
在圖2中我們可以看到電感電流的中點為5A，從圖1中可以看出我們的負載為1歐姆，因此負載電流為5A。如果負載電阻增加到 2 歐姆，紋波電流和占空比將保持不變（在穩定狀態下），但直流偏移電流將降至 2.5A。
降壓轉換器設計程序
我們將使用 LTC3891 設計一個降壓轉換器，該轉換器可將 24V 轉換為 5V，并可以提供 2A 的負載。LTC3891 數據表可在ADI官網下載： LTC3891 數據表
外形示意圖如圖3所示
圖3
具有 24V 輸入和 5V 輸出，轉換器的占空比為
LTC3891 具有可選擇的固定頻率操作。將 FREQ 引腳連接到 INTVCC（參見數據表）將頻率設置為 535kHz，因此開關周期為 1.87us。因此，頂部 MOSFET 的導通時間將為 1.87us 的 21%，即 389ns。此時最好檢查轉換器的最小導通時間是否小于 389ns。LTC3891 的最短導通時間為 95ns，因此我們完全符合規格。
如果輸入電壓非常接近輸出電壓，則占空比將非常高。在這種情況下，值得檢查計算的占空比是否不違反部件的最大占空比規范。在任何帶有高側 N 溝道 MOSFET（圖 1 中的 Q1）的 DC/DC 轉換器中，底部 MOSFET 必須導通以使飛跨電容器（圖 1 中的 C6）進行刷新，而正是這個刷新周期決定了最大占空比轉換器。
電感選擇
將電感紋波電流 ( di )保持在輸出電流的 40% 左右是很好的設計實踐，因此對于 2A 負載，這意味著紋波電流為 800mA。增加紋波電流會增加開關損耗和輸出紋波，但意味著我們可以使用較小值和尺寸的電感器。降低紋波電流意味著電路對負載瞬變的響應會減弱。
充電期間電感中的電流斜坡表示為
我們知道 Vin、Vout、dt1 和電感紋波 di，因此可以計算出最佳電感值。
這意味著電感值為 9.24uH。一個 10uH 的電感應該是合適的。
我們知道平均電感電流等于輸出電流，所以我們的峰值電感電流等于輸出電流加上紋波電流的一半。對于 2A 負載，峰值電感電流將為 2.4A。
我們需要選擇飽和電流額定值至少為 2.4A 的 10uH 電感器。如果電感中流過過多的電流，則纏繞在電感上的鐵氧體飽和，電感失去其電感特性，從而導致電感值下降。從方程
如果電感值下降，電流斜坡增加導致鐵氧體進一步飽和，導致更多電流流過……因此我們必須確保電感永遠不會飽和。
使用 Wurth Electronics 元件仿真軟件，我們可以看到 10uH、3.5A 飽和電流 74404064100 非常適合：
關于 Wurth 電感器在 PCB 上的放置，電感器封裝上的“點”代表繞組的開始。因此，建議連接最靠近 FET 的電感器點端，因為該端將承受最多的 dv/dt，從而產生最多的干擾。如果非點端連接到輸出電壓（直流）并且最接近輸出電壓的繞組纏繞在點端上，它們將對電感器的內部（開關）端提供一定程度的屏蔽。
Rsense 計算
檢測電阻器（圖 3 中的 R4）檢測電感器電流。在 LTC3891 的情況下，電流檢測比較器的跳閘閾值為 50mV（如果 ILIM 引腳連接到 INTVCC），因此 16mOhms 的電流檢測電阻器應確保峰值電流永遠不會超過 3.1A – 足夠高到我們的可以滿足峰值電流需求，但低于電感器的飽和電流。
MOSFET 選擇
一般在幾乎所有應用中，如果要實現最大效率，頂部 MOSFET 的規格與底部 MOSFET 的規格不同。
兩個 MOSFET 在開關周期的某個時刻都會暴露于輸入電壓，因此兩者都必須具有至少為 Vin 的漏源擊穿電壓。在我們的設計中，輸入電壓為 24V，因此額定擊穿電壓至少為 30V 的 MOSFET 就足夠了。
峰值電流將在頂部 MOSFET 關閉和底部 MOSFET 開啟時出現，并且相同大小的電流流過兩個器件。我們的電流檢測電阻將峰值電流設置為 3.1A，因此任何峰值電流大于 5A 的 MOSFET 都適用。
查看 LTC3891 的框圖，我們看到底部 MOSFET 的驅動電路由 INTVCC 供電。該電壓的最低電壓規格為 4.85V，因此我們底部 MOSFET 的柵極導通電壓必須明顯低于 4.85V。但是，頂部 MOSFET 的驅動由 INTVCC – 0.3V（飛跨電容器兩端的電壓）供電，因此頂部 MOSFET 的開啟電壓需要顯著低于 4.55V。在任何一種情況下，邏輯電平 MOSFET 的開啟電壓為 1V - 2V 都是合適的。
上述參數代表 MOSFET 的最低限度特性。但是，要獲得良好的設計，我們必須確保 MOSFET 中的損耗盡可能低。
MOSFET 選擇——開關和傳導損耗
MOSFET 在電路中存在兩種損耗：開關損耗和傳導損耗。
在 MOSFET 的導通和關斷期間，開關損耗是由流經 MOSFET 的電流和 MOSFET 兩端的電壓（因此在 MOSFET 中產生功率）的同時產生的。對于來自控制器 IC 的給定柵極驅動器，MOSFET 的柵源電容越低，MOSFET 開啟的速度就越快。因此，MOSFET 的 Qg 規格很重要，應盡可能低。MOSFET 的 Qg 也會對芯片的散熱產生影響，尤其是在芯片的輸入電壓較高的情況下。
電荷由等式決定：
電荷 (Q) = 電流 (I) x 時間 (s)
由于頻率是時間的倒數，我們可以寫成
所以我們可以計算流入芯片所需的電流，只是為了給 FET 的柵極電容充電。由于熱量是電壓和電流的乘積，如果柵極電荷高和/或開關頻率高，那么如果輸入電壓高，芯片中的散熱就會很高。
一旦 MOSFET 導通，MOSFET 的漏極和源極端子之間就會出現一個小的直流電阻。這是 MOSFET 的“漏源導通電阻”或 RDSON。同樣，這需要盡可能低。
現在，MOSFET 制造商通過在 Drain 和 Source 之間構建許多并行傳導路徑來降低 MOSFET 的導通電阻。因此，就像并聯電阻一樣，導通電阻隨著更多的并聯路徑而下降。然而，在并聯連接漏源路徑時，負面影響是柵源電容 (Qg) 也并聯連接，因此低導通電阻（因此導通損耗低）有時意味著高柵源電容（因此高開關損耗）。因此選擇的 MOSFET 應該是這兩個特性之間的折衷。此外，大電流 MOSFET 往往采用更大的封裝，因此，滿足低導通電阻和低 Qg 的理想可能會違反空間要求規范，因此選擇過程必須重新開始。工程，一如既往，是一種妥協。
確實看MOSFET廠家的選型表，最好選擇導通電阻低（小于10mOhms）的MOSFET，然后過濾這個選擇，去掉Qg大于10nC的MOSFET，然后從中選擇MOSFET列表中，只要Gate開啟電壓，Vds和Id就可以滿足。首先選擇 Vds 介于 20V 和 30V 之間的 MOSFET 可能會排除一些更適合較低電壓設計的較高電壓 FET。如果失敗，請將所有結果下載到電子表格并從那里進行排序。在 MOSFET 網站上進行參數搜索時，我從來沒有這么幸運過。
或者，將所有 MOSFET 特性下載到電子表格中，刪除不符合 VDS 和 ID 要求的特性，然后添加名為 FOM（品質因數）的列。此列應包含值 RDSON x QG。然后按此列排序并選擇 FOM 最低的 FET。這部分將是 RDSON 和 QG 之間的最佳折衷，是頂級 MOSFET 的理想選擇。
更復雜的是，如果應用具有高輸入電壓和低輸出電壓，則占空比將很低。因此，頂部 FET 的導通電阻將不那么重要，因為頂部 FET 只會導通很短的時間。占空比越低，導通電阻就越不重要。我設計了一個 12V 到 1V 的降壓轉換器，我花了很多年時間挑選頂級 FET 來平衡 Qg 和 RDSON，結果效率只有 84%。無論 RDSON（約為 65mOhms）如何，將頂部 FET 更改為低 Qg 可將效率提高至 94%。
MOSFET 選擇 – 上MOSFET
占空比控制頂部 MOSFET 在每個開關頻率周期內導通的時間。我們已經計算出占空比由 Vout 與 Vin 的比率決定（對于在連續導通模式下工作的降壓轉換器）。因此可以說，如果輸入電壓高而輸出電壓低（即低占空比），則頂部 MOSFET 中的傳導損耗并不重要，因為頂部 MOSFET 僅在短時間內導通。因此，對于低占空比電路，應選擇具有低 Qg 的 MOSFET，幾乎與 RDSON 無關。雖然沒有關于什么構成低占空比的數字，
也就是說，我們的占空比為 21%，因此不幸的是，我們應該努力尋找同時具有低 Qg 和低導通電阻的 MOSFET。
幸運的是，為 LTC3891 推薦的 LTspice 電路配備了一個非常好的上MOSFET，即瑞薩電子 RJK0305。該器件的 RDSON 為 6.7mOhms，Qg 為 8nC。
MOSFET 選擇 – 底部 MOSFET
當頂部 MOSFET 關閉時，電感器左側的電壓為負，因此當底部 MOSFET 開啟時，底部 MOSFET 兩端的電壓幾乎為零。因此底部 MOSFET 的開關損耗可以忽略不計，因此我們不必擔心底部 MOSFET 的 Qg 規格。只有底部 MOSFET 的 RDSON 特性很重要。
事實上，每個 MOSFET 都有一個“體二極管”。這是 MOSFET 結構中固有的二極管，在 N 溝道 FET 中，其陽極連接到源極，陰極連接到漏極。
當電感電壓為負時，體二極管首先導通，然后MOSFET 的柵極驅動激活漏源通道。圖 4 顯示了當底部 MOSFET 導通時開關節點的模擬。
圖4
我們可以看到開關節點 (V(sw)) 在底部 MOSFET 柵極的驅動開始上升之前下降到低于零的電壓。這表明體二極管開始導通，負電壓實際上約為 -0.6V。當體二極管導通時，它會將電荷存儲在 MOSFET 中，這些電荷必須在 MOSFET 完全導通之前移除，因此體二極管導通會影響轉換器的效率。
如果需要最佳效率，最好在底部 MOSFET 兩端放置一個肖特基二極管，這樣肖特基二極管可以傳導電感反激電壓而不是體二極管。由此產生的效率提高可高達 3%。肖特基二極管將傳導流經電感的峰值電流，但該電流只會流過很短的時間（直到底部 MOSFET 導通）。因此，二極管的額定電流可能遠小于峰值電感電流。MBRS340 的反向電壓額定值為 40V，但非重復峰值正向電流為 40A。
對于底部 MOSFET，瑞薩電子 RJK0301 具有 2.3mOhms RDSON 和 32nC 的 Qg。
輸出電容選擇
在連續導通模式下，電容器具有從電感器流入的連續電流。與升壓轉換器不同，降壓穩壓器中的輸出電容器不必在電感器充電時保持輸出。
輸出由 2 個分量組成：電感的紋波電流在輸出電容器的有效串聯電阻 (ESR) 兩端產生電壓，以及根據公式為輸出電容器充電的紋波電流
與 MOSFET 關斷時整流二極管電流從 0A 跳躍到峰值電感電流的升壓轉換器不同，降壓架構中的紋波由紋波 電流幅度決定，而不是峰值電感電流。
陶瓷電容器設計的最新創新意味著可以提供具有高電容值的極低 ESR 電容器。陶瓷電容器的典型 ESR 為 10mOhms。如果做不到這一點，低 ESR 鉭電容器的電容值要高得多，ESR 高達 50m 歐姆。當然也可以并聯電容器以增加電容并降低ESR。
在我們的示例中，電感紋波電流為 800mA，典型鉭電容器的 ESR 為 70m Ohms，ESR 紋波為 56mV。兩個這樣的電容器并聯將產生 28mV 的 ESR 紋波。
為了計算充電紋波，從上面的等式我們可以看到
圖5
圖 5 顯示了電感紋波電流（藍色）、輸出電壓紋波（綠色）和輸出電容電流（紅色）。為方便起見，輸出電容器 ESR 已降低到 0 歐姆以說明電容器放電引起的紋波。可以看出，電容電流的幅值與電感紋波電流的幅值相同，但沒有直流偏移電流（約 5A）。這很容易想象，因為輸出電流等于平均電感電流（即通過電感電流中間繪制的直線）并且任何不流入負載的電流必須流入和流出電容器。要獲得電容器電流，只需減去輸出電流。
現在，我們可以看到，當電容器電流為正（白虛線上方）時，輸出電容器電壓上升，而當它為負時，輸出電容器電壓下降。要計算輸出電容器上紋波電壓的幅度，我們必須計算電容器電流正部分的平均值（白虛線上方）。由于我們知道峰峰值紋波電流（等于電感紋波電流），峰值紋波電流為 Iripple/2，因此該電流的平均值（因為半個周期低于零）為 Iripple/4。我們現在可以計算出充電紋波。
從
我們可以看到 dt 等于周期的一半，所以我們可以說
由于我們的電容器電流在一半的導通時間和一半的關斷時間為正，因此無論占空比如何，上述等式都適用。
假設我們需要 1% (50mV) 的總紋波電壓。由于電容器 ESR，我們已經有 28mV 的紋波，所以我們現在有 22mV 充電紋波的預算
如果我們的紋波電流為 800mA 并且我們在 535kHz 的開關頻率下工作，那么 8.5uF 的電容器就足夠了。
我們的 ESR 紋波計算假設兩個電容器并聯以降低 ESR，因此兩個 4.7uF 電容器的 ESR 為 70mOhms 應確保我們滿足 50mV 的總紋波預算
還應在輸入軌上放置一個去耦電容器。該電容器的正極端子應靠近頂部 MOSFET 的漏極，負極端子應靠近底部 FET 的源極。當 MOSFET 開關時，輸入端會發生電流的高變化（探測進入頂部 MOSFET 漏極的電流以在 LTspice 中看到這一點）。輸入電容器為該電流提供局部低阻抗路徑，有助于提高 EMC 性能。
最終的 LTspice 電路可以在文末下載：
LTC3891 降壓轉換器
運行仿真，可以看到紋波電流為750mA，開關頻率為536kHz，導通時間為401ns，占空比為21.6%（均使用LTspice中的光標測量）。這與我們的設計目的密切相關。輸出紋波的測量值也為 30.7mV。紋波電流和輸出電壓見圖6
圖6