前面把電壓控制模式介紹完了，現在給大家介紹一下峰值電流控制模式。下圖是峰值電流控制模式在模擬控制中的實現方式：

誤差電壓信號Vc送至PWM比較器反相端后，并不是像電壓模式控制那樣與振蕩電路產生的固定三角波電壓斜坡比較，而是作為電感電流峰值的參考信號，電感電流波形可以是三角波，也可以是梯形波，當電感電流的峰值達到Vc的值，PWM關斷。

下面是具體的波形示意圖：

Clock信號作為PWM的開始，設置Clock頻率為PWM工作頻率，電感電流線性上升，達到Vc控制電壓，PWM關斷。上圖紅色為主開關管電流波形，藍色虛線是同步開關管（二極管）電流波形。

那么峰值電流有哪些優點呢？

1.由于直接采樣電感電流，輸入電壓的變化會直接在電感電流上反映出來，因此，這種控制模式天然具有前饋補償的功能，它能夠對輸入電壓變化和輸出負載變化快速響應；

2.峰值電流控制模式是一個雙閉環控制系統，電壓外環控制電流內環。電流內環是逐周期限流控制脈沖工作的。只有當誤差電壓Vc發生變化時，才會導致電感電流發生變化，誤差電壓Vc決定了電感電流上升的程度，進而決定功率開關的占空比，因此，內環可看作是一個電流源，功率級是由電流內環控制的電流源，而電壓外環控制此功率級電流源。在這個雙環控制中，電流內環只負責輸出電感的動態變化，因而電壓外環只需要控制輸出電容電壓，不必控制輸出LC的儲能電路。所以，峰值電流控制模式PWM具有比電壓模式控制大得多的帶寬。帶寬越寬，相對來講穩定性越好；

3.雖然電源的LC濾波電路為二階電路，但增加了電流內環控制后，電感L產生的極點位于內部的電流環，輸出電容的ESR及其變化仍然在外部的電壓環，把LC產生的雙極點進行剝離，而不是像電壓控制模式L、C的雙極點都在外部的電壓環中；這一點是電壓控制模式和電流控制模式在小信號分析上最大的差別；

4.由于峰值電流控制模式cycle by cycle 的控制峰值電流，因此具有簡單自動磁通平衡功能；

5.峰值電流控制模式具有瞬時峰值電流限流功能，即峰值電流模式具有內在固有的逐個脈沖限流功能，過功率保護等。

峰值電流控制模式盡管相對于電壓模式控制來講有了很多的改善，但是也有它自身的一些不足：占空比>50%后環路不穩定（次諧波震蕩），需要加斜率補償進行改善。后面章節在做詳細介紹。

峰值電流控制的小信號交流等效模型是設計電壓控制器（外環）的基礎,只有弄清楚了電流內環的小信號模型，才可以對電壓外環進行參數的設計。在CCM控制模式中，占空比d(t)不僅受ic(t)控制，還受變換器的電壓和電流的控制。因此，CCM型變換器是一個多輸入單輸出的控制系統。

含有電流內環和電壓外環的系統框圖

在進行小信號分析時，可以假定電感電流的平均值等于控制量ic(t)，這個假定也就意味著忽略了電流諧波補償和電感電流紋波的影響。在這個假定的基礎上，電感電流不再是獨立的狀態變量。在小信號傳遞函數中，它也不再會產生一個極點，從而系統將簡化為一階系統。由于反饋信號電路與電壓模式相比，減少了一階，因此誤差放大器的控制環補償網絡可以得到簡化（比如電壓模式需要采用3p3z補償器，那么峰值電流控制模式采用2p2z就可以了），穩定度得到了提高并且改善了頻率響應，同時還具有更大的增益帶寬積。因此，在變換器的輸出端，增益和相位是由并聯的輸出電容和負載電阻確定的。這樣，電路最多只有90°相移和-20dB/十倍頻的增益衰減而不是-40dB/十倍頻的增益衰減。

下圖是利用kp法獲取的電壓外環的Bode圖：

系統相當于一個一階系統，相移最大90°，增益穿越0dB時是以-20dB/十倍頻，所以電壓控制環一定是穩定的。我們可以看到系統直流增益只有20多個dB，所以需要提高低頻增益，以減小穩態誤差。可以提供一個零極點以此來提高低頻增益，然后為了在穿越0dB之前需要抵消這個極點，還需要提供一個零點用來抵消極點的影響。然后增益曲線以-1斜率穿越0dB線。在高頻段75kHz左右，由于電容ESR提供一個零點（這個在前面做電壓模式控制環路補償時有介紹過），使增益曲線變得比較平坦，所以需要在這里增加一個極點。然后再有輸出電容在更高頻段提供一個極點，用以衰減高頻信號。

以上是利用模擬控制實現的方式，下面給大家介紹一下如何利用dspic實現同步buck的峰值電流控制模式。

關于它具體的實現原理，可以參考B站的視頻：https://www.bilibili.com/video/BV1Lr4y127Q4?spm_id_from=333.999.0.0

下面是利用dsPIC實現的峰值電流控制同步Buck的波形：