如下是同步Buck電壓單環控制的原理圖，相信大家對這個原理也不陌生了，因為已經采用多次了。我們分別看一下這種控制方式的優缺點。

電壓控制模式的優點：

1.PWM三角波幅值較大，脈沖寬度調節時具有較好的抗噪性；

2.對于多路輸出電源，它們之間的交叉調整率比較好；

3.單一反饋電壓閉環設計，調試比較容易。

電壓模式缺點：

電壓控制模式環路控制中由于不涉及到輸入電壓的變化，也就是說輸入電壓并沒有直接參與反饋環路的閉環控制，因此，線性調整率不好，輸入電壓突變時的響應較慢。（什么是線性調整率？它就是反映輸入電壓的變化導致輸出電壓的相對變化量）

那么如何對電壓控制模式的缺點進行改善？

我們可以對輸入電壓進行采樣，進行一個電壓前饋模式控制的PWM技術，改善線性調整率，也就是我們所說的自適應增益控制。它可以提供具有高度靈活性和可擴展性的自適應反饋環路增益調節，讓電路在不同輸入電壓下具有類似的增益曲線，使電路具有更高的穩定性。

其實自適應增益控制的用途很廣泛，一般在模擬控制中，零極點的位置由電容電阻的組合來決定。一旦組合值確定，那么它的零極點補償的位置也決定了。但是在實際應用中，比如VMC的Buck電路，輸入電壓的變化、溫度變化引起輸出電容ESR的變化等都會影響實際功率級的增益和相位，還有就是在PFC應用當中，有些磁芯的抗直流偏置的能力比較弱，輸入交流電壓在過零點和峰值點對應的電感量有很大的差別，根據PFC功率級的傳遞函數可以看出，整個功率級的增益是跟隨輸入電壓實時變化的。模擬控制往往只能采取一套靜態的環路參數（用于補償的電容電阻基本確定），那么很難保證電源在整個工作范圍的穩定可靠工作。這個時候如果采用數字控制，那么可以在算法當中引入根據不同工作條件而調節不同的環路參數，這樣就可以保證電源在整個工作范圍區間穩定可靠的工作，數字控制的靈活性得到了完美的體現。

在電壓控制模式中，那么輸入電壓使如何影響增益變化的？哪些因素會使增益隨輸入電壓下降？

一般我們認為， 增益的大小可以描述為在一定時間內提供一定功率的能力 ，在低壓輸入情況下，輸入電壓越低，電感電流的斜坡越小；增益的大小越小。下面是在不同輸入電壓下測試的電壓環路Bode曲線。

可以看到，總增益電平隨著輸入電壓和負載而變化，其中輸入電壓占主導地位。在輸入電壓和負載上，當增益向上/向下移動時相位余量基本保持不變 

那么自適應增益需要達到一個什么樣的目的呢？

可以通過調制對輸入電壓變化引起的零極點位置，將補償不期望的增益變化，使整個開環增益曲線保持類似恒定不變。也就是下面的這種情況：

由于零極點可用于在不改變相位的情況下調整總的增益，所以我們可以在不同的輸入電壓下實時的去改變零極點的位置，那么我們就可以實現自適應增益的控制。比如輸入電壓增大，我們可以將左移；輸入電壓降低，可以將右移。

那么我們改如何引入自適應控制以及如何在dsPIC中實現它呢？

這是一個type3型的超前-滯后補償器

其中：

由于在dsPIC內部執行的是線性差分方程，我們首先需要將s域的3p3z轉化為z域的線性差分方程。一般采用的方法是雙線性變換，將s與z的關系式代入type3型的傳遞函數，即可得到z域的表達式，再將z域表達式轉化為線性差分方程。

其中：

這個就是最后得到的線性差分方程，其中有系數A1/A2/A3和B0/B1/B2/B3。觀察每個單獨系數方程的結果，我們發現由原點處極點的存在引入控制系統的積分器增益僅影響 B 系數，而所有 A 系數保持不變。 此外，由原點處的極點引入的增益的交叉頻率僅作為系數方程其余部分的簡單因子出現。因此，可以通過在運行期間將調制因子 與所有 B 系數相乘來實現環路增益調制，從而實現有源環路增益調制，有效地將 LDE變為：

可以看到B系數都乘了一個系數，那么這個系數是如何得來的呢？

我們假設電感L恒定，則電流斜率與電感兩端的電壓成正比，因此，對于不同類型的轉換器而言，我們可以通過確定來確定以下斜率.

增益等效值為：

因此增益因子可以描述為:

自適應增益控制實現

上圖顯示了AGC作為前饋控制器的實現，根據輸入電壓 的變化調整補償器 的環路增益。它包括對輸入電壓的采樣、監測器和調試器，系統增益調制應僅響應輸入電壓的變化，一個輸入端口足以補償功率級增益變化（本例采用這種方式來實現）。 然而，通過這個示意圖中將最新的輸出電壓和負載附加到調制方案中，可以實現更精確的增益變化補償（本次課程不涉及）。調制器通過在運行時調整原點處的極點增益（積分器增益）的截至頻率來增加或減少總反饋環路增益.

增加對輸入電壓的采樣，如下圖，然后實時的去調整零極點的位置。

最終實現的電壓環測試Bode圖如下：

測試數據如下：

謝謝大家收看，本人能力有限，如有不妥，請麻煩指正。