六.控制地的選擇
在傳統的單相有橋PFC中，一般把PFC電容的負極作為控制AGND，因為該點的電壓通過整流橋跟輸入的L、N相連。當輸入為正半周的時候，AGND為整流橋鉗位在N線；當輸入負半周的時候，AGND被整流橋鉗位在L線；所以母線電容的負極地AGND（相當于PE）是一個工頻的變化，由于輸入一般都是50Hz的交流電，所以相對還是比較穩定的，可以作為控制電路的控制地。但是相比較Vienna PFC就不一樣了，母線電容的中點相對與工頻電壓中點（PE）是一個開關級的5電平高頻變動的電平：±2/3Vo、0、±1/3Vo（這里的Vo代表母線電壓的一半，典型值400V，5電平是如何產生的請參考開關狀態附件的eon），如果以如此大的高頻波動去作為控制地的話，那么噪聲和共模干擾就會非常的大，可能會導致采樣電壓和驅動不準確，嚴重影響到電路的可靠性。
電容中點的高頻變化不能作為控制地，那怎么辦？我們是否可以構建一個虛擬的地來作為控制地AGND？我們可以在三相輸入之間通過分壓電阻相連，采用Y型接法產生虛擬地，繼而作為控制地。不過構建了這個控制地后，那么其他所有的采樣、驅動都要以差分和隔離的方式相對于這個控制地來工作。采用這種方法，輸出電容中點O與控制地AGND分開了，避免了高頻劇烈變動帶來的干擾。
圖18控制地AGND
這樣做是不是完美解決了控制地的問題？在實際工作過程中，AGND依然存在劇烈的波動，并不是我們想象的那么平靜，AGND跟隨著O在劇烈的波動，AGND的峰峰值非常的大。
如何解決？其根本原因是AGND 和O之間存在采樣電阻的連接（輸出電壓的采樣），而AGND跟PE之間又存在Y電容連接，在O點的高頻信號作用下，AGND自然就被迫分擔一定比例的電壓。解決方案是在AGND與PE之間增加一個低阻通路來降低阻抗，承擔一定的電壓來降低AGND-PE的紋波電壓。
七.母線均壓原理的分析
我們知道，三相Vienna PFC拓撲的母線電壓800V是由兩個電容C1和C2串聯進行分壓，電容中點的電位O由電容的充放電決定，兩個電容的電壓應該保持均衡以保持真實的三電平運行條件。否則輸出電壓可能包含不期望的諧波，甚至會影響到電路的完全性。三相三電平PFC正負母線的均衡度會影響PFC的性能：
- 輸入電流THD；
- 功率開關管和二極管的應力（本身以及后級功率電路）；
- 動態時母線電容容易過壓；
電容中點的電位偏差與PFC正負母線電容的充放電過程相關，通過附件開關狀態可以看出，a組和z組工作狀態沒有電流流入或流出電容中點，因此兩個電容的充放電是一樣的，不會產生偏壓。只有b、c、d組的開關狀態才會影響到PFC母線電容充放電的差異，產生偏壓。
根據前面的工作原理分析，POP工作狀態只給電容C1進行充電，ONO工作狀態只給電容C2進行充電，故可以根據這兩個工作狀態來控制中點電位，在控制中可以調節ONO和POP兩個工作狀態的作用時間來進行均壓。
圖19 C2充電
圖20 C1充電
這個時候可以在整個控制環路中添加一個偏壓環，用于調節ONO和POP的作用時間，來進行母線電壓的均壓作用。
具體實施方：是分別對正母線和負母線進行采樣，然后得出差值（直流分量），該差值經過偏壓環的補償器調節之后疊加到輸入電流參考正弦波，經過精密整流后變換為幅值有差異的雙半波作為電流環的給定，以此來改變ONO和POP的作用時間，改善PFC母線均壓。
圖21偏壓給定
如圖22所示，compa、compb和compc分別是每相的電流環計算出來的結果，以0~30度扇區為例，當正母線相對于中點的電壓低于負母線時，正半波的給定變小，負半波的給定變大，POP工作狀態的時間變長，給正母線電容的充電時間變長；ONO工作狀態的時間變短，給負母線電容的充電時間變短。當正母線相對于中點的電壓高于負母線時，正半波的給定變大，負半波的給定變小，POP的作用時間變長，給正母線電容充電的時間變短，ONO的作用時間變長，給負母線的充電時間變長。圖中comp值實線代表上個周期的值，虛線代表當周期的值；陰影部分代表變化的時間；
圖22均壓控制示意圖
以上說明的是主功率回路正常工作時候可以通過調節來控制PFC母線電容的均壓，但是當模塊起機的時候呢？可以采用輔助電源直接從+400V~-400V之間進行取電，由于電容有差異性，內阻不可能完全相等，也會差生偏壓。還有一個是要采用更高等級的MOSFET，成本高，而且現在充電模塊的待機損耗也是一個問題，很多客戶要求模塊的待機損耗不能超過多少。
當然還有另一種輔助電源取電方式，也是現在廠家主流的方式。就是正負母線均掛一個輔助電源，在起機的時候通過充電電阻給母線電容充電，變壓器采用繞組競爭的方式，誰的母線電壓高，就采用誰供電，這樣可以很好的保證模塊在起機過程中的均壓效果；在模塊正常工作起來以后，也是同樣的道理。而直接從+800V取電沒有這種效果。
圖23輔助電源示意圖