目標是將 k 因子方法應用于 TL431 網絡，因為它是一種穩定電源的簡單直接的方法。 但是，如果不喜歡 k 因子技術，可以根據需要自由分配極點和零位置，使用上一篇文章講到的方程：
回顧二階K因子示意圖：
我們看到 k 因子將極點和零放在以下位置：
上拉電阻取決于控制器，有時可以集成在內部。 如果是外部放置，設計人員可以選擇它來增加光耦偏置電流，以達到更高的帶寬。 如果我們使用安森美半導體 NCP1200 控制器，該電阻內部固定為 20 k。 為了舉例，讓我們假設 Rupper 等于 10 k，我們需要創建一個提供以下參數的類型 2 放大器：
1、穿越頻率：1kHz
2、相位裕度：100°
3、穿越頻率處的增益衰減Gfc=-20dB
4、穿越點相位=-55°
5、k因子：k=4.5,fz=222Hz,fp=4.5kHz
6、G=10^(-Gfc/20)=10
7、CTR=1
8、Rpullup=20k
9、Rupper=10k
根據以上公式可以計算出：
其中 G 是在穿越頻率下所需的中頻帶增益（或衰減）。
二型補償介紹完事兒了，那我們來看看三型補償咋計算。
類型3有點復雜，同樣是因為存在“快速”跳變。 我們可以通過插入齊納二極管或雙極器件來消除此輸入，以避免對輸出電壓產生任何干擾，這在圖中示出。 然而，它需要外部組件并且使設計稍微復雜化。
我們如何在 TL431 鏈中放置一個零？ 在傳統的基于運算放大器的解決方案中與 Rupper 并行？ 不，因為“快速”突變該解決方案不起作用。 唯一的解決方案是將 RC 網絡與 RLED 并聯。這就是圖中所描繪的。 還好，這種新安排的傳遞函數與方程沒有太大區別。 唯一的區別在于 RLED 表達式，因為 RC 網絡現在是并行的。 等效布置具有以下阻抗：
計算如下：
傳遞函數如下：
像往常一樣，我們可以根據以下定義計算極點和零點：
第一個設計包括找到 RLED 的值，以便在選定的穿越頻率 fc 下獲得正確的增益（或衰減）。 公式 可以改寫如下，突出顯示極點和零點的位置：
從表達式中提取 RLED 的值會導致以下（復雜的）結果：
幸運的是，如果極點和零點重合（分別為 fp 和 fz），則公式簡化為
由于上述等式，我們可以推導出 RLED 的值，給定交叉頻率所需的增益。 現在，我們可以計算一個Rpz：
正如我們對 2 型補償所做的那樣，讓我們假設 Rupper 等于 10 k。 然后，為了示例起見，我們將創建一個3型補償器，提供以下參數：
1、穿越頻率：1kHz
2、相位裕度：100°
3、穿越頻率處的增益衰減Gfc=-20dB
4、穿越點相位=-55°
5、k因子：k=3.32
首先，第 3 類放大器的 k 因子計算以下重合極點和零點位置 。 當然，沒有什么可以阻止像上面討論的那樣放置單個極點和零點。 在這種情況下，
Rled=3.6k
Rpullup=20k
CTR=1
Cpz=55.6nF
顯示了結果：TL431 的曲線與來自基于 3 型運算放大器的電路的曲線完美匹配！
正如我們將在一些示例中看到的，TL431 不太適合類型 3 。 這是因為 LED 電阻器作用于增益定義和零極點位置。 根據上拉電阻器的不同，RLED 值可確保在交叉頻率下獲得正確的增益并在輕負載條件下提供足夠的偏置，有時會導致不可能的解決方案。
在這種情況下，RLED 充當 TL431 的集電極電阻器的角色，僅影響直流增益。 它不再參與零極點位置，可以使用傳統的基于 3 型運算放大器的配置。