三相功率因數校正（PFC）變換器被廣泛應用于工業行業的千瓦級別的場合，其輸出電壓一般達到700V-800V，甚至更高。如果DCDC仍然采用傳統的兩電平拓撲，那么DC MOSFET管必須采用耐壓等級為1200V，目前市場上這樣的Si MOSFET型號非常少，如果采用SiC MOSFET，則價格相對比較昂貴。如果采用三電平拓撲，那么就可以繼續采用600V的MOS管了，型號豐富，成本也相對比較低廉。
三電平全橋LLC是將傳統的全橋LLC（4個FET）改變成三電平LLC，雖然管子數量增加一倍，但是管子應力降低一半。三電平全橋LLC可能相對于大多數人來說沒有接觸過，所以下面先給大家介紹一下三電平全橋LLC拓撲的工作原理。電路拓撲結構如下：
三電平全橋LLC拓撲
三電平全橋LLC電路拓撲示意圖如上圖所示，有8個開關管S1-S8,需要8路PWM來完成PFM(調頻)、移相（PS）、PWM（調寬）進行控制。8路驅動信號示意圖如下所示：
高精度PWM信號時序圖
從時序圖中可以看到，這8路PWM有如下關系：
1)PWM1和PWM4，PWM2和PWM3，PWM5和PWM8，PWM6和PWM7相位互補（不考慮死區時間Td2和提前關斷時間Td1）；
2)PWM1比PWM2提前Td1關斷，PWM4比PWM3提前Td1關斷，PWM5比PWM6提前Td1關斷，PWM8比PWM7提前Td1關斷.
PFM/PSM/PWM三種工作狀態的特性分別如下：
- 在PFM狀態時，通過環路控制改變開關頻率f（或者說Ts），開關頻率f在fmin~fmax之間調節，占空比固定為50%（不考慮死區時間Td2和提前關斷時間Td1），相移Tps為0；
- 在PSM狀態時，通過環路控制改變相移Tps，移相功率角在0～100%之間調節， f固定為最高開關頻率fmax，占空比固定為50%（不考慮死區時間Td2和提前關斷時間Td1）；
- 在PWM狀態時，通過環路控制改變占空比，占空比在0～50%之間調節， f固定為最高開關頻率fmax，相移Tps為0。
現在我們先來看一下PFM（調頻）下的工作原理。
模態 1[t0, t1]：在 t0 時刻，S1、S2、S7、S8同時開通。諧振網絡中的原邊電流 ip 流經上述開關管，并以正弦形式上升。同時因為變壓器副邊被輸出電壓鉗位，故而勵磁電流 im線性增加。副邊整流二極管中流過的電流取決于原邊電流 ip 和勵磁電流 im之差；
模態 2[t1, t2]：當原邊電流 ip 諧振過峰值并下降到和勵磁電流 im相等時，副邊二極管電流就減小為零，整流二極管 DR1 零電流關斷；
模態 3[t2, t3]：在 t2 時刻，S1 和 S8 先于 S2和 S7關斷。原邊諧振電流 ip開始對 S1和 S8的寄生電容 COSS1 和 COSS8 進行充電，同時對 S3/S4/ S5/S6 的寄生電容 COSS3 /COSS4/COSS5 /COSS6 放電，因此上述開關管的寄生電容也參與了諧振過程；
模態 4[t3, t4]：在 t3 時刻，COSS1 和 COSS8上的電壓上升到了 Vin/2，鉗位二極管 D1 和 D4導通，從而限制了電壓進一步上升。同時 COSS3+COSS4和 COSS5+ COSS6 上的電壓也被鉗位在Vin/2。此時原邊諧振電流流經 S2、S7 和 D1、D4 。
模態 5[t4, t5]：在 t4 時刻，開關管 S2 和 S7關斷。 與模態 3 相似， 諧振電流 ip 開始對 COSS2和COSS7進行充電和對COSS3+COSS4和 COSS5+ COSS6進行放電。所以此階段上述6個寄生電容也參與了諧振過程。與此同時 S3/S4 /S5/S6 的寄生體二極管導通，不但提供了電流回路使能量回饋至輸入端，也在變壓器上產生了反向的電壓偏置，使副邊整流二極管 DR2 導通，勵磁電感 Lm 被輸出電壓鉗位從而脫離諧振網絡。
在這一階段結束的 t5 時刻，COSS2 和 COSS7上的電壓為 Vin/2， COSS3~ COSS6 上的電壓保持在零，諧振電流 ip 流經 S3~S6 的寄生二極管，從而滿足了 S3~S6 零電壓開啟的條件。此時如果 S3~S6 的開通信號來臨，變流器將進入后半個工作周期（工作過程不在贅述）。
對三電平全橋LLC進行仿真，波形如下：
控制方式的選擇以及實現
（1）PFM實現方式
這種控制方式是正常工作狀態，通過環路算法來改變周期值，占空比保持50%（不算死區時間）不變，可以進行DSP配置（獨立邊沿模式+推挽輸出模式）如下：
載波配置示意圖
實現波形
（2）PWM實現方式
前面已經說過，LLC是靠調節頻率來改變諧振增益進而改變輸出電壓的，但是工作頻率不是無限制的增加，一是頻率增加，開關器件的損耗也增加；另外頻率增加，增益容易出現非線性，DSP資源也可能分配不過來。所以，在低壓輸出的時候可以采用PWM（調寬）的方式，通過降低占空比的方式來控制流到輸出端的能量。
傳統的PWM方式采用內管S2/S3保持50%占空比（前面全橋LLC有提到過），通過縮短外管S1/S4的占空比來降低輸出電壓增益，如下：
但是這樣做的好處是內管始終保持50%占空比（不考慮死區時間）互補開關，防止橋臂直通，提高可靠性。但缺點是在超前管S1或S4關斷，滯后管S2或S3導通續流的時候，續流電流長時間的流過箝位二極管D1或D2。所以，二極管損耗也相應的加大。
為了降低二極管損耗，可以采用另外一種PWM方式，即S1和S2同步調整，S1只比S2提前一個死區Td1時間關斷，S3/S4亦是如此，如下圖所示。這樣，既控制了輸出能量，同時流過箝位二極管的電流時間也較短，二極管損耗更小。
不管是前面提到的只改變外管占空比（內管占空比不變）或者內管與外管同步調整的方案，基本都有一個共同點那就是外管驅動（S1&S4）始終只比內管（S2&S3）提前關斷一個很小的時間Td1.這樣做的好處是，鉗位二極管（D1/D2）導通電流的時間也相應很短，因為鉗位二極管只是在Td1的時間內導通。因此，二極管所承受的平均電流自然減少，損耗更小，同時，還可以選用更小型號的二極管。
（3）移相（PS）實現方式
在移相狀態時，內管和外管的占空比始終保持在50%，通過移相的方式來改變有效占空比，進而對輸出能量的控制。
上述由于示波器通道數量只有4ch，故只實現了PWM1&PWM2&PWM7&PWM8的波形，另外幾路可以采用同樣的方式進行實現，不在贅述。
本文簡單介紹了三電平全橋LLC的工作原理及其實現方式，以上PWM的實現均采用MCC配置。如有問題，歡迎大家進行交流。
相關文檔我已放在附件，如果大家感興趣，可以下載。
參考文獻
《一種新穎的三電平全橋諧振型LLC軟開關DCDC變流器 》