目前,開關(guān)器件中使用的EMI濾波器都是根據(jù)設(shè)計(jì)者個(gè)人的經(jīng)驗(yàn)或采用試探法來設(shè)計(jì)的.輸入濾波器共模部分的設(shè)計(jì)尤其是這樣,它摒棄了通過正確地計(jì)算與測試來獲得濾波器參數(shù)值的系統(tǒng)方法.本文介紹了一種嚴(yán)格的方法,它可估計(jì)將開關(guān)器件產(chǎn)生的共模噪聲抑制到一定程度以下所需采用的濾波器的參數(shù)值.這種方法的基礎(chǔ)是等效噪聲發(fā)生器的共模阻抗的間接測試.1 引言 為了符合國際電磁兼容標(biāo)準(zhǔn)的要求,使用了高頻開關(guān)器件的電源電子電路必須安裝一個(gè)合適的EMI濾波器,以阻止頻率范圍為150kHz~3MHz的過高的傳導(dǎo)噪聲侵入電源網(wǎng)絡(luò).在導(dǎo)線和電子設(shè)備之間的供電部分安裝一個(gè)合適的無源EMI濾波器,就可以將噪聲衰減到所要求的程度. 這種輸入濾波器的設(shè)計(jì)通常采用試探法.由于不能保證得到的結(jié)果是正確的,所以這種方法往往會(huì)浪費(fèi)大量的時(shí)間.選擇正確的參數(shù)值之所以困難,一是因?yàn)楦哳l時(shí)寄生參數(shù)起了主導(dǎo)作用,二是對(duì)噪聲發(fā)生器的內(nèi)部阻抗不了解.對(duì)于共模噪聲來說尤為如此,因?yàn)槠渲笮≡诤艽蟪潭壬先Q于電路的布置和電路的寄生參數(shù),這些都將會(huì)使濾波器衰減的預(yù)測變得更困難. 因此,要預(yù)測濾波器的效能,就需要知道器件特性以及等效噪聲發(fā)生器(包括共模噪聲和差模噪聲)等方面的更多的信息. 根據(jù)[3]中所描述的方法,文中介紹了一種利用對(duì)噪聲源的內(nèi)部共模阻抗進(jìn)行間接的測試去估計(jì)由EMI濾波器提供的共模噪聲的衰減值的方法.這種方法的可行性可以通過對(duì)采用了高頻開關(guān)器件的電子焊接裝置的測試來得到證實(shí).與[3]不同的是,[3]中的分析限制在一個(gè)很低的頻率(4MHz),而本文所述方法的分析頻率達(dá)到了30MHz.這了在這個(gè)很寬的頻率范圍內(nèi)得到可靠的預(yù)測結(jié)果,還對(duì)傳導(dǎo)發(fā)射限值的上限和合適的解決辦法作了說明.文中粗體字母代表復(fù)數(shù)形式的阻抗,標(biāo)準(zhǔn)字體的字母代表阻抗的模值.
2 無源器件分析2.1 無源器件的特點(diǎn) 為了更好地理解這種方法的精確性,要先來了解一下無源器件的頻率特性.這可以通過插入損耗測試來得到,其測試包括確定參數(shù)(E、R)電路中插入了無源器件Z以后產(chǎn)生的衰減的測試,如圖1所示.
圖1 插入損耗測試示意圖
事實(shí)上,對(duì)于典型50Ω跟蹤發(fā)生器和接收機(jī)來說,如果想要表述的Z串聯(lián)阻抗在預(yù)定的頻率范圍內(nèi)遠(yuǎn)大于100Ω的Z串聯(lián)值,那么不帶串聯(lián)阻抗V與帶有串聯(lián)阻抗V'的接收機(jī)輸入端電壓差間的比值就可直接算得阻抗的模,亦即:
(1)
同樣,還可以表征模值小于25Ω的并聯(lián)插入阻抗Z并聯(lián):
(2)
值得一提的是,這一特點(diǎn)在很大程度上依賴于試驗(yàn)裝置.為了避免不想要的寄生成分的影響,測試時(shí)應(yīng)該注意控制連接線長度、接地面與其它金屬物體的距離等,以減小這些非理想因素的作用. 例如,下述的無源器件就可以用這種方法來表征,在150kHz到300MHz頻率范圍內(nèi)的電感L 1(3mH)與L2(400μH),電容C1(47nF)、C2(220nF)與C3(1μF,聚酯型).應(yīng)使用合適的插入損耗方法,即在分析頻率上,阻抗大于100Ω的電感以串聯(lián)插入來表征,而阻抗小于25Ω的電容以并聯(lián)插入來表征.電感的結(jié)果參見圖2,電容的結(jié)果參見圖3.
圖2 電感L1和L2高頻阻抗的測試結(jié)果 圖3 電容C1、C2和C3高頻阻抗的測試結(jié)果
電感L2曲線上有一個(gè)由于點(diǎn)的數(shù)量有限而產(chǎn)生的折線角;在任何情況下,器件均有一明顯的非理想特性. 還觀測到,由于寄生串聯(lián)電感的影響,三個(gè)電容在100MHz以上的阻抗是相同的.這一現(xiàn)象很有意思.這意味著,如果將其用作高頻濾波器,將會(huì)得到相同程度的衰減.之所以如此是因?yàn)?在這個(gè)頻率范圍內(nèi),由于外部連接器的存在,串聯(lián)寄生電感占主導(dǎo)地位.2.2 寄生參數(shù)的確定 從被測阻抗除去這些無源器件的寄生參數(shù)值,就可以得到無源器件的等效電模型.一個(gè)工作頻率能達(dá)到高頻的無源元件的有效模型是很有用的,它有助于理解元件置入復(fù)雜電路后產(chǎn)生的影響,也有助于從電路仿真中得到可靠的結(jié)果. 圖4a說明,該電模型可表示電容C3,其中Lp和Rp分別代表串聯(lián)寄生電感和電阻(不考慮與模擬介質(zhì)損耗的電容C相并聯(lián)的電阻,因?yàn)樗淖饔弥粫?huì)在低的頻率下體現(xiàn)出來).圖4b示出了模型中每個(gè)寄生元件的影響:C3-1代表了模型中參數(shù)C的值,這個(gè)值通過前述特性阻抗(圖中表示為C3REAL)的低頻漸近線可以很容易地確定;C3-2代表的是考慮了串聯(lián)電感Lp相同的電容,其串聯(lián)電感的值可以通過高頻漸近線來估計(jì);最后,觀察到的被測電容阻抗的諧振峰值可以來確定串聯(lián)寄生電阻Rp,它由標(biāo)著C3-3的完全模型阻抗曲線示出.如前所述,確定的寄生元件值就可給出電容實(shí)際性能的滿意的近似值.
(a) (b)
圖4a) C3的等效電模型 b) 被測阻抗C3REAL與不同近似值的比較:C3-1只包含了電容C;C3-2增加了Lp;C3-3表示的是整個(gè)電模型
上述寄生參數(shù)的確定過程同樣適用于2.5mH(這個(gè)值經(jīng)常用于共模濾波器)低頻值的電感.在這種情況下,寄生元件的確定過程比建立一個(gè)滿意的模型要稍復(fù)雜一些,這是因?yàn)樾枰紤]象扼流圈磁導(dǎo)率的頻率變化(這種現(xiàn)象在共模扼流圈使用的高磁導(dǎo)率磁性材料中是很顯著的)這樣的非線性特性.然而,一個(gè)與電感(圖5a中的Rs)并聯(lián)的簡單電阻就可利用一階函數(shù)(對(duì)數(shù)據(jù)表示中的材料特性進(jìn)行分析得到極點(diǎn)頻率)來很好地近似磁導(dǎo)率的變化.其它需要考慮的寄生元件如圖5a所示:Cp可模擬線圈的總電容,RL考慮了鐵芯損耗(線圈串聯(lián)電阻可以被忽略,因?yàn)槠溆绊憙H限制在極低頻范圍).被測阻抗(圖中的L1REAL)與連續(xù)近似值的比較如圖5b所示:L1-1代表模型中的理想電感L,它可由低頻漸近線來確定;L1-2示出了并聯(lián)電容Cp后從高頻漸近線得到的結(jié)果;L1-3包括了Rs的影響;而L1-4包括了電阻RL.應(yīng)注意到,從電的角度來說,可以在模型中使用單個(gè)的電阻.
(a) (b)
圖5a) L3的等效電模型 b) 被測阻抗L3REAL與不同近似值的比較:L1-1只包含了電感L;L1-2增加了Cp;L1-3和L1-4分別表示包含Rs和RL的情況
3 內(nèi)部共模阻抗評(píng)估 相同的插入損耗測試現(xiàn)在可以用在等效噪聲發(fā)生器阻抗的頻率表征中.特別是,當(dāng)使用高頻電子焊接設(shè)備時(shí)(作為一個(gè)噪聲發(fā)生器,其必須符合[4]的要求),主要關(guān)注其共模噪聲.事實(shí)上,差模噪聲可以通過測試被器件吸收的電流很容易地估算出來,而共模噪聲受寄生元件和電路布置的影響很大,它通常是高頻范圍內(nèi)的傳導(dǎo)噪聲測量的主要部分.3.1 理論方法 從理論上看,噪聲發(fā)生器內(nèi)部阻抗的測量可由串聯(lián)插入或并聯(lián)插入做出,其結(jié)果的精度取決于與測量系統(tǒng)輸入阻抗R有關(guān)的未知阻抗的值.通常,測量系統(tǒng)由一個(gè)與線路阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)(LISN)連接的接收機(jī)組成,因此,該系統(tǒng)的共模噪聲的輸入阻抗要與LISN的50Ω電阻和接收機(jī)的50Ω輸入阻抗并聯(lián)(在所關(guān)心的頻率范圍內(nèi),電抗部分的阻抗可以忽略).
將一個(gè)已知共模阻抗Zins串聯(lián)到導(dǎo)線與器件(以內(nèi)部阻抗Zcm和噪聲發(fā)生器Ecm為特征)之間(如圖6所示),就可以得到插入損耗:
圖6 采用串聯(lián)阻抗插入法測量噪聲發(fā)生器共模阻抗Zcm的裝置
假設(shè)Zcm》R和Zins》Zcm,就可以得到:
從式(4)可以很容易得到Zcm. 另一種情況,將一個(gè)已知阻抗Zins并聯(lián)到導(dǎo)線與器件(以內(nèi)部阻抗Zcm和噪聲發(fā)生器Ecm為特征)之間,就可以得到插入損耗:
假設(shè)R》Zcm和Zcm》Zins,就可得到:
采用串聯(lián)阻抗還是并聯(lián)阻抗依賴于Zcm的期望值:如果它遠(yuǎn)大于25Ω,那么就使用串聯(lián)插入;否則要選擇并聯(lián)插入.在任何情況下,測試精度都可以通過檢查假設(shè)的正確性來證實(shí). 如果Zcm的模與25Ω可比,那么使用一個(gè)已經(jīng)測過其阻抗的旁路電容來減小接收機(jī)的輸入阻抗是很方便的. 應(yīng)注意,上述方法所基于的假設(shè)在整個(gè)傳導(dǎo)發(fā)射頻率范圍內(nèi)并不能很好地滿足.這意味著,被測的未知阻抗Zcm只在某些頻段可靠,在剩余的頻段必須采用不同的外部阻抗Zins.3.2 測試 為了使上面提出的測試技術(shù)得到認(rèn)可,測量了商用高頻電子焊接設(shè)備的內(nèi)部共模阻抗Zcm.在這種情況下,由于共模噪聲主要是由電子設(shè)備到金屬外殼的寄生電容引起的,所以Zcm值比R要高.因而,前述特征阻抗要遵循圖6的方法用作已知串聯(lián)阻抗. 最終的插入損耗測試在低于1MHz的低頻段給出的結(jié)果不能被接受,這是因?yàn)楸粶y阻抗Zcm并沒有比LISN的輸入阻抗(25Ω)高很多.為了將測試系統(tǒng)輸入阻抗在整個(gè)頻率范圍內(nèi)減小到2Ω以下,根據(jù)上文建議,可以采用增加一個(gè)已知阻抗的并聯(lián)電容(C3)來解決這個(gè)問題.有和沒有串聯(lián)電感的電子焊接設(shè)備產(chǎn)生的被測共模噪聲比較如圖7所示.知道了外部阻抗Zins后,再根據(jù)式(4),就可得到Zcm,其結(jié)果如圖8所示.從與Zins的比較可以看出,上述方法所基于的假設(shè)在150kHz至30MHz的整個(gè)頻率范圍內(nèi)都能很好地滿足,只有在大約5MHz的地方才不能很好地符合不等式Zcm<
圖7 有和沒有串聯(lián)電感 Zins的焊接設(shè)備產(chǎn)生的共模噪聲 圖8 計(jì)算的Zcm和測試的Zins
還觀察到,當(dāng)共模噪聲的測試曲線是由多個(gè)點(diǎn)組成的時(shí)候,Zcm每十倍頻用10個(gè)值來計(jì)算,所以才會(huì)生成如此尖銳的曲線圖.這種特性丟失的原因是由于圖7中兩種共模噪聲譜的比較而產(chǎn)生的問題:由于峰值不總是出現(xiàn)在同一頻率上.這樣,兩種情況若是需要更清楚地比較,應(yīng)該在頻率上有一個(gè)偏移.這種特性有待于進(jìn)一步分析.4 衰減的預(yù)測與證實(shí) 一旦知道了噪聲發(fā)生器的內(nèi)部阻抗,那么利用式(3)就很容易預(yù)測出不同的串聯(lián)特性阻抗插入所產(chǎn)生的插入損耗,或者由更復(fù)雜的共模濾波器所產(chǎn)生的衰減.
所提出方法實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證是通過預(yù)測并測試由前面分析過的設(shè)備中插入共模電感L1所產(chǎn)生的插入損耗來實(shí)現(xiàn)的.從圖9可以看出,實(shí)驗(yàn)結(jié)果和預(yù)測結(jié)果之差小于10dB,而且,在中間頻段所需要的近似也并不能完全地與假設(shè)相符. 這樣,就有可能不用經(jīng)驗(yàn)和試探法去設(shè)計(jì)濾波器,它不但改進(jìn)了設(shè)備的傳導(dǎo)EMI性能,而且減少了所需的噪聲.
圖9 預(yù)測和測試的IL
5 結(jié)論 所介紹的方法可以粗略且嚴(yán)格地估計(jì)出一種開關(guān)電子裝置在考慮了高頻特性以及濾波器的寄生參數(shù)時(shí)的共模輸入阻抗,并預(yù)測插入共模濾波器所達(dá)到的插入損耗.實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,預(yù)測的插入損耗的精度大約為10dB. 這種方法對(duì)于簡化濾波器設(shè)計(jì)步驟,縮短研發(fā)周期以及優(yōu)化有關(guān)國際傳導(dǎo)發(fā)射限制的最終方法是很有幫助的.
