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1 推挽諧振變換器原理及建模(PSIM)

前言

近年來,戶外電源(又稱為儲能電源或移動電源)得到了蓬勃的發展。通常情況下,戶外電源利用太陽能或市電將蓄電池充滿,在需要用電的情況下再將其放出,為用電設備提供源源不斷的電能。一般情況下蓄電池采用24V/48V母線方案,用電設備需求220V AC,所以需要將24V DC轉換為220V AC需要DC-AC功率變換環節。由于大多數應用場合所需功率為500W~2000W不等,輸入電壓為24V/48V,輸入側電流較大,需要選擇滿足低壓大電流的拓撲方案。根據對比發現推挽變換器適合用于前端DC-DC升壓環節,同時也滿足了電氣隔離,提高了供電系統的安全性。為了進一步減小損耗,需要使開關管實現軟開關,為此在DC-DC 400V輸出側增加了電容、與變壓器漏感串聯,實現串聯諧振,回路中電流實現過零,通過調節電容和勵磁電感參數原邊MOS管可以實現ZVS和ZCS,使得DC-DC環節具有高的變換效率。后端采用全橋逆變電路,利用SPWM調制,實現220V AC輸出。

內容規劃

1、推挽諧振變換器原理及建模

2、單相全橋逆變器原理及建模

3、電流前饋P+PI雙閉環控制

4、電流前饋雙PI閉環控制

      5、 實驗樣機測試

1 推挽變換器及推挽諧振變換器的原理

(1)推挽變換器

推挽變換器拓撲和工作波形如圖1所示。電路中的兩個開關管Q1、Q2接在帶有中心抽頭的變壓器初級線圈兩端,此電路可以等效為兩個完全對稱的單端正激變換器。D1、D2為副邊整流二極管,L、C為輸出濾波電感和濾波電容。在分析時,作出如下假設:

a、 所有功率管、二極管均為理想元件;b、電容、電感均為理想元件;c、 輸出電容足夠大,C0、RL可以看成一個電壓源;d、電路工作在穩態。

(a)推挽變換器拓撲

(b)工作波形

圖1 推挽變換器拓撲及工作波形

開關管的換流過程如圖2所示。

模態1:Q1導通時,輸入電壓加在變壓器原邊上端繞組,Q2承受兩倍的輸入電壓,變壓器副邊上端繞組電壓為nVin,整流二極管D1導通,此期間電源向負載提供能量;

模態2:Q1關斷、Q2關斷時,整流管D1中電流逐漸減小,D2中電流逐漸增大,直到兩管中電流相等(忽略變壓器激磁電流),此時變壓器可以看作被短路,兩開關管承受電源電壓,輸出功率由輸出電容提供;

模態3:Q2導通、Q1關斷時,輸入電壓加在變壓器原邊下端繞組上,Q1承受兩倍的輸入電壓,變壓器副邊下端繞組電壓為nVin,整流二極管D2導通,此期間電源向負載提供能量;

模態4:Q2關斷、Q1關斷時,整流管D2中電流逐漸減小,D1中電流逐漸增大,直到兩管中電流相等(忽略變壓器激磁電流),此時變壓器可以看作被短路,兩開關管承受電源電壓,輸出功率由輸出電容提供。

圖2 開關管換流過程

推挽變換器的相關參數計算方法參考文獻[1]。

(2)推挽諧振變換器

推挽諧振變換器拓撲及工作波形如圖3所示。為使開關管實現零電壓導通和零電流關斷(ZVCS),來達到變換器的高效率,就要采用新的電路拓撲和控制方法。提出了一種新型的ZVCS推挽諧振電路拓撲,電路拓撲如圖3a所示。該電路由初級MOS管(Q1、Q2),串聯LC諧振電路,輸出整流器(D1−D4),輸出電容(Co)和負載(RL)組成。諧振電感為變壓器的次級漏感,Cs1、Cs2為包括MOSFET漏源極結電容在內的并聯電容。

(a)推挽諧振變換器拓撲

(b)工作波形

圖3 推挽諧振變換器拓撲及工作波形

下面分析電路的工作原理。該電路工作時,工作頻率接近于電路LC網絡的固有諧振頻率。電路有4個工作模態,其等效電路分別如圖4的(a)、(b)、(c)、(d)所示,電路工作波形如圖3b所示。在分析時,作如下假定:

a、 所有功率管、二極管均為理想元件;b、 電容、電感均為理想元件,Cs1=Cs2=Cs;c、輸出電容足夠大,C0、RL可以看作為電壓源。d、 電路已經進入穩態。

圖4 換流過程分析

模態1:t0時刻之前,功率管Q1漏源極并接的電容Cs1已放電到零,t0時Q1導通,則Q1為零電壓導通,變壓器初級流過電流i1,變壓器勵磁電流線性增長,副邊諧振網絡諧振,原邊向副邊傳輸能量。此模態中Cs1電壓為零,Cs2電壓箝位在2Vin。

模態2:t1時關斷功率管Q1,此時Q2亦關斷,變壓器勵磁電流對Q1、Q2漏源極并接的電容Cs1、Cs2進行充放電,由于變壓器勵磁電流足夠大,且功率管并接的電容值比較小,充電時間比較短,故可認為充放電時勵磁電流大小不變,電容電壓為線性變化,Cs1電壓由零增加到2Vin,Cs2電壓由2Vin減小到零,Q2的反并二極管自然導通。此模態到Vcs2=0時結束。

模態3:與模態1類似,Q2零電壓導通,向副邊傳輸能量,Cs1電壓箝位為2Vin。

模態4:與模態2類似。

推挽諧振變換器的相關參數計算方法參考文獻[1]。

2 基于PSIM的推挽諧振變換器建模

本方案采用的PWM控制器為SG3525,內部包括供電、OSC、PWM調節、軟啟動、保護等單元,內部結構如圖5所示。

圖5 SG3525內部結構圖

pin1和pin2為誤差放大器的反相輸入和同相輸入引腳;pin3為振蕩器外接同步信號輸入引腳;pin4為振蕩器輸出引腳;pin5振蕩器定時電容引腳;pin6為定時電阻引腳;pin8為軟啟動時間設置引腳;pin9為PWM比較器信號補償引腳;pin10為外部故障輸入引腳;pin11為PWMA輸出引腳;pin12為GND引腳;pin13為Vcc引腳;pin14為PWMB輸出引腳;pin15為偏置電源輸入引腳;pin16為輸出電源基準。

振蕩器:一個雙門限電壓比較器,電壓均取自于基準電源,其上門限制Vh=3.9V,低門限值Vl=0.9V,內部恒流源向CT充電,端電壓Vc線性上升,構成鋸齒波的上升沿,當Vc=Vh時比較器輸出反向,充電過程結束,上升時間Trise=0.67RtCt。比較器動作后,放電電路工作,CT放電,Vc下降并形成鋸齒波的下降沿,當Vc=Vl時比較器輸出反向,放電過程結束,下降時間Tfall=1.3RdCt,完成一個工作周期。

a、脈沖產生模塊原理:利用電容的充電/放電特性,設置充電電壓的上限與下限比較值,與比較器比較,結合SR觸發器控制電容充放電時間,從而產生三角波和振蕩器脈沖波形。

b、PWM生成模塊:結合工作時序波形和數字電路技術,設計數字電路,生成兩路PWM驅動波形。

c、推挽變換器模型

圖6為推挽電路的功率級電路模型,為了使仿真更加接近實際情況,原邊MOS管并聯等效電容200pF(該電容值為MOS管輸出電容與PCB上寄生電容,通常取幾百pF。),輸入并聯20mF電容,該電容不影響仿真結果,加在這里目的是為了更加接近實際情況,避免設計時疏忽;變壓器采用4繞組變壓器(仿真時,開始選用3繞組變壓器,仿真結果誤差較大,錯誤為高壓側諧振電流頻率與低壓側諧振頻率不相同,導致仿真中MOS管D極始終出現較大的尖峰,后來換用變壓器,設置合適的參數,問題基本解決,但由于變壓器參數沒有優化,所以仿真結果不是特別理想);高壓側采用諧振的最大優點就是消除原邊MOS的電壓尖峰(但是調試中比較麻煩,如果調試不好,很難達到理想效果,有可能適得其反);二極管整流,二極管上會消耗較多的功率,導致二極管發熱嚴重,如果器件選型不合適,高壓側串聯諧振,很有可能會降低效率,但消除前級尖峰,會使機器變得更可靠。所以實際設計中會綜合各方面因數來考慮設計方案,不能一味的追求某項參數指標。功率電路模型如下:

圖6 推挽諧振變換器功率模型

仿真參數:DC輸入:40~56V;DC輸出:320~430V;輸出功率:1000W。

諧振參數:電感37uH,電容220nF。

圖7 諧振電流和電容電壓

圖8 前級開關管漏源電壓及溝道電流

圖9 前級開關管ZVS

圖10 二極管ZCS

圖11 輸出與輸入功率

參考文獻

[1] 韓鋒. 推挽諧振變換器研究[D].南京航空航天大學,2005.

[2] SG3525 Datasheet

資料下載區

參考資料與仿真模型.rar

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2023-10-17 16:14

這篇文章寫得不錯!!!

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2023-10-24 14:28
@執著的嘟嘟
這篇文章寫得不錯!!!

感謝支持??

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xiahl1948
LV.2
4
2024-02-24 15:41

仿真文件可以運行,謝謝分享!

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jiame2006
LV.7
5
2024-10-11 10:54

學習了,期待更多佳作。頂起來。

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2024-10-12 17:59

謝謝分享!

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RickyEE
LV.1
7
04-30 09:35

變壓器的同名端是不是標錯了?應該都是一端,感覺圖中不像正激,像是反激

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