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有一種叫eFHA的方法就是把某些高次諧波也考慮進來了文章我沒仔細看也不是很簡單感覺這種方法計算指定負載下的增益首先需要判斷模式然后才能進行計算吧

自己推的太厲害惹話說感覺樓主的分析方法是在時域上列每一個子狀態的微分方程組，然后應用ILr,ILm和Vcr在邊界上的連續性（邊界條件）以及電路的對稱性(在半個的開關周期開始和結束時量的大小相等但是符號相反）求得穩態DC增益值。在開關頻率小于諧振頻率的時候，一般會有兩種狀態，一是兩個電感電流相等并且次級電流為0，這是LrLmCr一起諧振，另一種是LrCr一起諧振，這時候二次側整流器會開通。這兩種狀態聯立的方程會出現一種情況，因為第一狀態里ILm是sin(wt+theta)這種形式，另一個狀態里ILm是線性的，于是會出現一個變量同時在sin/cos前面和里面這種情況，這個窩專門查了下，數學上叫超越方程，似乎是無法求出分析解的（表達式形式的解）。所以感覺這種分析方法雖然可以準確預測DC增益但是由于表達式復雜+必須依賴數值求解，似乎對設計指導意義有限。感覺最好的方式還是以FHA作為一個起點然后用這種方法進行驗證如果有必要進行迭代。

這個自激電路是不能穩壓的，但是如果通過推遲對面mos的開通時間是可以實現的。上面分析中，ZVS自激電路只有狀態1-2-3，狀態4時間較短（兩個mos同時開通，相對于開關頻率），如果修改震蕩方式，讓4狀態（即Vds到0v之后電感電流流過體二極管這個階段）的時間可控，那么即可控制輸出電壓，加上反饋電路即實現穩壓。不過為了做這些所需的電路比較復雜，再加上這個電路本身效率也不咋高（無功電流導致的損耗大而且對管子耐壓要求高）所以就沒啥實際意義了。

這個還真能做1kw 但是沒保護是真的，短路就過流了，不過可以加上過流保護電路，但是這樣就不那么簡單了...

1.外置電感在開關頻率下會導致在一個開關周期之內輸入電流不會產生顯著變化,因此對于開關頻率來說輸入的可以等效為一個電流源,這個電感不參與諧振2.需要更大輸出功率需要更低的特征阻抗Zr(針對這個電路來說),但是降低Zr會極大增加無功諧振電流,諧振電流雖然不被消耗但是還是會在電容和繞組里產生損耗, 而且功率大了之后諧振電流和做功的電流大小基本相當了.并不是說這個電路12v只能做120w,而且是說在12v輸入下設計成大于120w的并不室用,成本性能都不敵傳統硬開關推挽

這里差不多指的是不懂理論只會試錯的那段時間23333

這里更新實驗結果。根據1樓的設計方法，今天進行了一下實驗，最終選定Rn=0.5649，因此Wnom=0.7999，Mnom=1.261，ILr_nom=3.9276。輸入電壓Vin=12，在最大負載時的Vo為200V，此時的等效負載電阻Ro為320，最大功率125W，諧振頻率選擇為60Khz，這樣在125W負載下開關頻率約為48Khz。最終設計結果是匝數比n=13.2170，特征阻抗Zr=3.2427，Lr=8.6016uH，Cr=0.8180uF，預計滿載的峰值諧振電流（磁化電流）為9.3483A，空載諧振電流為11.6257A，預計輸入電流至少10.4167A，變壓器繞組有效電流至少7.3668A。實驗中會根據元件的可用情況來選擇實驗用的器件。選擇初級電流密度為6A/mm2，初級由6+6(n=Ipk*L/Ae/Bmax,Ae=76mm2,Bmax=0.3,Bsat=0.42,TDKETD29磁芯)的0.2mm厚9mm寬的銅皮制成，次級用0.33mm漆包線繞80圈。磁芯氣息開了大約1.6mm來滿足初級的勵磁電感值Lr。下面是變壓器剛剛開始繞制的時候，可以看出初級是采用握折的方式引出的：[圖片]輸入電感直接從隔壁做并網逆變那順了個90uH電感，是平板變壓器磁芯漆包線繞的帶氣息電感，這么大氣息是不會輕易飽和的。開關管使用75NF75，諧振電容采用8顆0.1uF50V的0805陶瓷電容并聯而成，100k電橋實測參數0.78uF11m歐內阻，應該是撐得住的。變壓器次級連接4個HER107組成的整流橋和一個450V150uF電容來濾波。來看窩的靈魂搭棚！[圖片]上電之后測到輸入居然有0.4A的電流，同時開關管和諧振電容有一點點溫熱，這就是諧振電流帶來的問題！[圖片]上面是空載的ZVS波形，紅色黃色是兩個mos的D-S電壓波形，紫色是黃色MOS的G-S驅動波形，綠色是諧振電容上的電流，諧振電流有10A出頭，比較接近理論預測Vin*pi/Zr。[圖片]上面是帶320歐負載時的波形，紅色黃色是兩個mos的D-S電壓波形，紫色是黃色MOS的G-S驅動波形，綠色是變壓器初級繞組電流，對應上面分析里的ILr1+Ipri或者ILr2+Ipri。此時的波形和理論預測有出入，原因就是因為漏感和Cr諧振引起的，這個諧振會在第二個狀態中產生一個比較高的電壓，因此選擇的mos的耐壓需要比理論計算的高一些才可以，在狀態2中就算有諧振，其波形的平均值依然是和理論值相等的。在帶載情況下，輸出的DC高壓為189.7V，與理論預測的200V算足夠接近了，理論計算時沒考慮各種損耗，所以實際電壓會低一些是完全可以理解的。空載開關頻率為62.9KHz（理論60KHz），帶載頻率為44.5KHz（理論48KHz）都足夠接近理論值，可以認為上面的分析是木有問題的w下面是六花的感慨：重點來啦！敲碗！對于一個ZVS來說（確定了n和Zr），在一個負載電阻Rl下（歸一化之后為Rn），開關頻率-Rn-變壓比的組合是唯一的，相當于ZVS的“工作點”。在ZVS電路中，由于狀態4的時間極短，可以認為Cr-Lr所產生的高諧振電流被完全限制在了諧振腔中，但是實際還是有一點點的狀態4，于是少量諧振還是會流過MOS管，產生損耗。ZVS這個電路里匝數比n和特征阻抗Zr扮演了很重要的角色，尤其是Zr。如果希望較小的帶載輸出電壓變化，一般需要小的Zr。較小的Zr能帶來更大的輸出功率以及更小的帶載負載電壓變化和更小的開關頻率變化，但是與此同時無功諧振電流也增大了(Vin*pi/Zr)，雖然這部分電流不被消耗，但是其幅度與滿載輸入電流相當，在電容和電感的等效串聯內阻里還是能產生可觀的損耗的。在一個輸入電壓下，ZVS的輸出功率是基本確定的，由Zr限制。在12V輸入下可以認為實用的功率最大為120w左右。ZVS自激電路雖然可以做到ZVS，但是代價是更高的開關管電壓應力和非常大的無功諧振電流，有點得不償失。從實驗結果感覺，ZVS自激電路對比它激的PWM硬開關推挽似乎并沒有任何優勢。于是總結了下，ZVS電路可以以比較簡單的方式獲得一定功率的輸出，還是一個不錯的電路，但是對于較高功率等級的場合，ZVS就明顯不適用了。

C41居然有10uF感覺不太對啊

典型的交叉調整問題是由兩個次級和一個初級的耦合系數不一樣造成的最簡單的解決方法就是不接電壓反饋那一路加單獨的穩壓

需要用到VbusGNDCC1和CC2Type-C的功率協商復合PD(PowerDelivery協議)，PD通信可以協商電壓，電流，誰是負載誰是電源以及數據角色等等，還可以進行固件更新，低速的信息傳輸等等...這里先把討論范圍限定成支持Type-CPD的負載和電源，并且負載和電源的角色不會改變PD規定了2種調節電壓的方式：1. 電源側的兩個CC線都有上拉電阻(Rp)負載側兩個CC都有下拉電阻(Rd)電源通過Rp的值來廣播自己的電流能力(0.5A1.5A3A)，負載通過檢測Rd上的電壓來判斷電源的容量，電源通過Rp上的電壓判斷負載是否插入。因為USBType-C公對公的線里面只有1跟CC線是連接負載和電源的，所以Rp和Rd上的電壓被電源和負載用來判斷線纜的朝向。另一跟沒有用到的CC腳，在某些情況下是用作Vcomm的，這是一個5V的小功率電源，一般由電源提供，來給帶芯片的線纜供電。Rp和Rd的取值和電壓范圍參見USBType-C標準:[圖片]值得注意的是這種方式并不能提高電源電壓，這是為了安全考慮的。2.PD通信1的方式實現起來比較簡單，也比較安全。但是PD允許經過協商來調節總線電壓。PD自己定義了一套獨立于USB的通信協議，這個通信是半雙工的，在CC線上進行，可以實現電源，負載，線纜的三方通信。PD通信的過程比較復雜，這里簡單描述1.當PD電源檢測到負載插入之后過一會兒向負載發送可提供的電源配置的列表比如(5V3A(必須有的),9V3A,15V3A,20V3A)(Sourcecapability)2.負載回應收到并且選擇一個合適的電源配置發給電源3.電源回應收到，如果電源配置有效，電源會發送一個接受消息(Accept)4.負載回應收到5.電源開始調整總線電壓，當新的總線電壓穩定之后，電源會發送一個電源準備好的消息(PSReady)6.負載回應收到并在新的電壓下工作這里省略了很多容錯的考慮，為了盡量簡單的展現PD電壓的協商過程，實際上PD還可以在協商完成之后再次協商。最好不要把PD和QC做一個口上，雖然這樣方便使用。PD規范明確禁止了在同一個口上使用PD協商之外的調節總線電壓的方式。PS：給自己打個廣告這邊在坑純STM32實現的PD協議開源如果有興趣歡迎一起坑REF：Type-CSpecification,PD3.0 Specification