有不當之處，歡迎指正。

后續文章分別是：

臨界模式PFC設計

連續模式PFC設計

臨界模式反激變換器設計

連續模式反激變換器設計

LLC變換器設計

有源鉗位變換器設計

相信會越來越精彩，所有文章來源于教材、論文整理、經驗案例。

回憶過去，在此分享的其實不是快樂，而是痛苦..............

第二篇： 臨界模式PFC電路設計分析 

不錯。。

先下載看看。。

在深圳感謝咯！

給定磁心同等圈數氣隙大的感量小，不知道您所謂“⑤減小原邊電感量 ——→減小氣隙，減小邊緣磁通”的說法是怎么得到的？

“具體來說，過小的漏感會導致過大的分布電容，帶來的直接后果是傳導惡化，EMI成本的增高，NF必須繞在第二層當做屏蔽繞組來用。”這個也不敢茍同，無Y方案的變壓器沒人這么干。

“測量變壓器溫升的時候，都在90VAC輸入測量。其實反激變壓器的磁芯（繞組也可能）的最大溫升是在264VAC輸入。”這個也有待商榷。溫升直接對應的有兩個因數：能量損耗和散熱條件，CCM模式整個周期內都有能耗，而深度DCM模式在T-Ton-Toff時間內是自然散熱的。如果自然散熱條件不好，例如線包太緊或者布局緊湊變壓器外包絕緣膠帶，那么264Vac輸入時的溫升是可能大于90Vac輸入的。散熱條件良好的話，通常都是90Vac時的溫升更高。

本意是：

減小LP（不是同等NP，我的例子里有多組NP），以較小的NP，獲得較低LP（B會增加很多）。因為NP與LP不是線性關系，氣隙會大幅度減小。

無Y電容方案沒有研究過，所以不敢妄下結論，無Y方案通常小于15W，而且必須增加屏蔽層。所以很少用在稍大輸出的產品中

如果輸出幾十瓦甚至上百瓦，漏感能量的作用非常明顯。

三明治繞法，存在漏感越小，分布電容越大，這是種矛盾的關系。本來我想上傳實例中順序繞法和三明治繞法的EMI的測試資料，但是沒有找到電子文檔。

關于溫升，你考慮的很詳細，我沒有考慮工藝等問題，從交流磁通的角度來分析，264V輸入磁損更大。實例中交流磁通差不多相差1.5倍，不同輸入，溫升相差10度以上。

謝謝仔細分析，文中省略了不少文字，閱讀有一定困難

還不清楚你說的是臨界PFC、正激還是反激部分的內容。

哦，嚇我一跳，公式沒有問題，或許計算方法不同。

正激變壓器設計要容易很多，所以公式非常簡潔、可靠，容易理解。

畢竟功率轉換和工作模式是兩種磁芯，分開來計算。

出于各方面的原因，很多產品都不是按照嚴格的設計來進行。

例如，很多民用產品用最少的匝數、最大的磁通密度、最低的開關頻率，來分別節約生產成本、降低MOS（外殼）溫度（變壓器溫度很高，客戶能夠觸摸到的只是外殼），其實這種設計很容易出問題。

我就是提出跟我算的不同的地方，其實工程上很多近似處理的，精確計算的結果我也是不敢用的，感覺你留的余量有點大而已，不是什么大問題。

倒是反激那一段看得我頭痛，你有好多描述我都覺得不能認同，不知道是不是文字表達的關系，我總覺得有些東西你寫擰了。。。

支持原創帖，還沒看完。

提一個： ？？？

好帖，頂起！

看來小凡凡為了小寶寶出手果真不同凡響呀

確實很多地方很難看懂，主要是很難連貫起來（內容不存在問題），

發貼之前我也擔心。晚上把照片發上來

我主要是搞工業產品，公司規定。

既然提出了LP（勵磁電流量化幅值），磨不磨氣隙，大家看著辦哦。

很多產品并不磨氣隙，沒有什么問題，大家設計、驗證的多嘛，經驗豐富。

但是壇子里有很多新手，還是建議加些小氣隙，并且關鍵點做了量化處理。

我也來頂

曾經的公司代工過一款國外通信電源，雙管正激，48V50A

生產、測試、老化沒有任何問題。

但是到了國外，總共10來臺中就有好幾臺損壞。

原因：可能是運輸過程中（飛機顛簸過大），

           導致0.05MM的墊片（絕緣膠帶，不粘）脫落。