time-efficient and cost-efficient is our aim of my company!How can i do for this case?

第一次，圖怎么傳？

終于把圖傳上去了，呵呵

好搓。。。沙發不留下

目前正在考慮中，lz更想知道，帶負載能力不夠，應該從那幾個方面去考慮？

where are  the supporters of PI or XXX men?

加RCD或者TVS試一下

建議使用反饋環路，用假負載的話效率有點難

A，在不增加假負載的情況下，輸出電壓會偏高，目前為14V左右；但是如果加了假負載的情況下，30MW(SPEC)空載功耗又不能達到；

假負載一定要加，否則空載的能量消耗不掉，電壓就會上升。空載功耗，需要調節輔助繞組供電。

C.漏感尖峰有點大，但現在無RCD電路，請問多大功率需要加RCD ？漏感尖峰過大對帶載能力有影響嗎？三明治繞法和PI的E-shield 相比 ，孰優孰劣？

3.5W 的設計PI建議加RCD吸收；尖峰對帶載沒影響。小功能不需要三明治結構。

B,目前帶載能力為650MA，如果再繼續加載就會超出regulation， 其中反饋分壓電阻（同比例增大）已經調試N次，感量取多取少也調了很多次，但結果都不很明顯，只能達到650ma,

LNK604做不到750mA，這個沒有遇到過。感量計算不需要這么大，2.2mH就可以。

謝謝謝工的詳細分析和熱情幫助，不過作為初學者的我仍然有一些疑問想在這里一一請教，先把我的計算過程貼出來；

5V0.75A FlybackTransformer Design；（PSR）

Input voltage:85-264V;average efficiency:70%; max duty:0.45; fs=66K;

1.     副邊峰值電流

Ipks=2IoT/Td=2*2*0.75=3.00A()

Note:因為PSR 要工作在DCM下，所以有（1-D)T>Td 又IC的最大DUTY在滿載下約為0.5，所以T/Td等于或大于2，,令T/Td為定值2，根據Ipks=2IoT/Td這個關系 ，則可實現CC輸出特性。

2.     計算原副匝比

N＝VinD/[Vo(Td/T)]=100*0.45/[（5 +0.5）*0.5]=45/2.75=14.872=15

3.     原邊峰值電流

Ipk=Ipks/N(1+5%)=3/15=0.21A

Note:考慮能量在變壓器傳送中會有5%左右的損失。

4.     原邊繞組電感

Lm=VinD/(IpkF)=100*0.45/(0.21*66K)=3.247mH   

根據又一公式：

Lm=(Vin*D)^2/(2PinF)=0.7 (100*0.45)^2/[(2*3.75)66K]=2.864mH

取Lm=3mH;

這里有疑問了，兩個公式的計算結果為什么有這么大的差別，難道是5%的折算仍然小于實際值？   還有就是 計算結果數值比較大，這與您提供的感量參考值，或與PIeXPERT的值（也是2.2MH左右）相差大，請問您在計算感量時，還考慮什么方面，或者PI軟件是怎么來計算這個值的？

5.     變壓器各繞組

假設EE13 CORE; PC 40 材質Bm=2.8T;Ae=17.10mm^2,

Np=LI/(AeB)=131T

Ns=Np/N=8.7＝9T

重新算一下N’=14.5

Nbias=VbiasNs/Vo=7*9/5=12.6=13T

Nfeed=VfeedNs/Vo=5*9/6=8T

6.MOS和二極管耐壓值

Vm=1.15(Vinmax+NVo)=1.15*457.899=528.167V<650V

未考慮CLAMP電壓范圍，RCD CLAMP可以使其在可控范圍內

二極管反壓值

Vd=1.15(Vinmax/N+Vo)=1.15*30.886=35.519V 

Id,rms=Ipks <1.285A

lnk604做不到750MA，是指抵到內部I-limit 值 了嗎？但datasheet 所提供的3.5W(adapter),4,1W(openfram),謝工，就是這一點，MY boss 認為是設計不良，不會換605的。。。。。

我該怎么辦。。。。。

現在問題是電源的功率出不來，需要解決這個問題，你的boss才不會找你麻煩。

做adapter出3.5W，開放式出4.1W, 證明出750mA是沒問題的，開發式是指散熱好些。

版主，你。

目前吃載問題已大致解決，就是增加了輔助繞組和反饋繞組的匝數。

但是，

從IC的資料來分析，不知道原因。

望版主答疑！！！