利用綠達光電GR8830實現高效率,超低待機功耗小于100mW的綠色電源解決方案

具降頻省電功能之電流模式脈寬調變控制器

前言

GR8830是綠達光電專門為100MW超低待機功耗電源解決方案，以下簡單說明GR8830的工作原理及特色，高整合度的GR8830 脈寬調變控制器提供了超低起動電流、電流模式脈寬調變控制以及綠色操作模式 (Green-mode) 功能。為了降低輕載及無載功率損耗GR8830工作于間歇節能模式 (burst mode)，它包含一個啟動開關，減少起動線路的能量損耗。內建的起動開關及間歇節能工作模式，在無載條件下，當高輸入電壓 (265V) 時，輸入功率在0.1W以下。此外，GR8830亦具有數個系統保護功能，如輸入電壓補償的逐周期電流限制（Cycle-by-Cycle current limiting）、過電壓保護 (Over- voltage Protection)、過載保護 (Over-load Protection)、短路保護 (Short-circuit Protection) 及IC內部的過溫度保護 (Over-temperature Protection) 功能。

產品特點：

l 可輕易實現空載待機功耗低于100mW

l 峰值電流模式控制 (Peak current mode control)

l 超低起動電流

l 欠電壓閂鎖 (UVLO)

l 沒有音響噪聲的綠色操作模式 (Green-mode)

l 外部可調節切換頻率 (Switching frequency)

l 逐周期電流限制（Cycle-by-Cycle current limiting）

l 內建波前沿遮蔽 (Leading-edge blanking)功能，避免誤觸發

l 內建斜率補償電路，防止次諧波振蕩的干擾

l 軟起動以減少對 MOSFET 和二極管的應力 (Stress)。

l 內建閘極輸出電壓限制及動作頻率抖動 (jittering) 功能，減少 EMI 噪聲

l 過電壓保護于VCC接腳

l 過負載保護和短路保護

l 過電流保護

l 過溫度保護

起動電路和欠電壓停止工作

GR8830包含一超低的啟動電流及低起動電壓電路，相較于傳統的外部啟動電路，GR8830PWM控制器能明顯的減低待機損耗。在電源起動時，總供電電壓與起動電阻 (Vin_DC/R_start-up )提供起始電流使Vcc電容充電，當Vcc電壓達到工作點( UVLO on)時，GR8830開始工作。當供電電壓Vcc低于工作點( UVLO off)時，起動電路會再次對Vcc電容充電，如果VCC電壓一直低于( UVLO off)時，欠電壓模式將使電路停止工作，并關閉輸出開關及其它相關電路，以減低芯片電流的損耗 (請參見圖2)。

GR8830欠電壓停止工作的開啟和關閉電壓遲滯點分別為15V和9V。欠電壓停止工作點有遲滯作用，可使起動電容器有充分的能量供應給芯片 (參見圖2)。建議起動電阻選用3Mohm到6Mohm，起動電容選用10uF到47uF之間的電容,以確保能順利起動，同時使起動延遲小于3秒。

沒有音響噪聲的綠能操作模式 (Green-Mode)

當輸出負載降低，控制器也將降低頻率以減少系統電力的消秏。最小的操作頻率是在人類可聽到的音頻率范圍之外，大約是22 KHz。GR8830有二段節能模式,第一段稱為Burst mode,當負載處于無載到輕載,COMP pin電壓處于低準位,輸出時有時無,當COMP pin電壓低于0.8V,輸出完全不打;當COMP pin電壓高于1.0V,輸出恢復工作.第二段稱為線性降頻模式,當負載處于輕載到中載,COMP pin電壓處于中間準位1.3V到1.8V,輸出頻率隨負載增加而增加.當COMP pin電壓處于1.3V,輸出22KHz頻率;當COMP pin電壓高于1.8V,輸出65KHz頻率.以這種綠能模式可提高無載到中載的效能來達到綠能法規的要求。

如需樣品及資料，請聯系:Frank Zeng/13603075626

email:frankzeng@grenergy-ic.com Data sheet and demo board test report GR8830 GR8830

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frank_zeng

LV.5

2010-04-29 09:39

波前沿遮蔽 (Leading-Edge Blanking) 避免誤觸發

每次功率型MOSFET導通瞬間，會有一個不可避免的導通尖波發生在感應電阻上。此導通尖波有可能導致MOSFET被關閉. 要避免此種誤觸發的情況發生，須于CS pin之前,插入一RC低通濾波. GR 8830內部建立了430ns的遮蔽時間。因此傳統的RC濾波器可被省略。在遮蔽期間，過電流極限比較器是沒有作用的，并且沒辦法關閉閘極. 因此可避免的導通尖波將MOSFET關閉。但若PCB layout路徑過長使得CS pin電壓尖波時間超過430ns或負向電壓大于0.3V, 還是必需使用RC濾波器始系統運作正常，建議使用R=510Ω， C=220pF左右的數值。實際情形可隨實測波型來選擇恰當的零件數值。

內部斜率補償防止次諧波行為

在飛馳轉換器的應用上,若采取峰值電流控制模式,且變壓器操作在連續導通模式,工作周期占空比大于0.5,會在輸出看到大小波的次諧波現像.為了避免此現項發生,在GR8830內部提供斜率補償電路來消除此現像。當開關導通時，CS接腳的感測電壓于IC內部會加上上升率400mV/duty斜坡電壓以幫助穩定系統和防止次諧波振蕩產生。

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frank_zeng

LV.5

2010-04-29 14:14

@frank_zeng

波前沿遮蔽(Leading-EdgeBlanking)避免誤觸發每次功率型MOSFET導通瞬間，會有一個不可避免的導通尖波發生在感應電阻上。此導通尖波有可能導致MOSFET被關閉.要避免此種誤觸發的情況發生，須于CSpin之前,插入一RC低通濾波.GR8830內部建立了430ns的遮蔽時間。因此傳統的RC濾波器可被省略。在遮蔽期間，過電流極限比較器是沒有作用的，并且沒辦法關閉閘極.因此可避免的導通尖波將MOSFET關閉。但若PCBlayout路徑過長使得CSpin電壓尖波時間超過430ns或負向電壓大于0.3V,還是必需使用RC濾波器始系統運作正常，建議使用R=510Ω，C=220pF左右的數值。實際情形可隨實測波型來選擇恰當的零件數值。[圖片] 內部斜率補償防止次諧波行為在飛馳轉換器的應用上,若采取峰值電流控制模式,且變壓器操作在連續導通模式,工作周期占空比大于0.5,會在輸出看到大小波的次諧波現像.為了避免此現項發生,在GR8830內部提供斜率補償電路來消除此現像。當開關導通時，CS接腳的感測電壓于IC內部會加上上升率400mV/duty斜坡電壓以幫助穩定系統和防止次諧波振蕩產生。[圖片]

閘極限制/動作頻率抖動 (Jittering) 改善EMI噪聲

GR8830驅動器被內部的13V齊納二極管限制住。即使VCC超過20V,輸出頂端會被箝位住而無法過高.因過高的閘極電壓信號是不受歡迎的，常會造成MOSFET損壞。同時GR8830也有動作頻率抖動(jittering)功能，使EMI噪聲減到最小，此動作頻率抖動范圍為6%，公式如下: ((T2-T1)/Tavg.)*100%，此種作法能有效降低EMI噪音同時又不犧牲轉換器的效能。

軟起動以減少功率組件電壓及電流應力

在最初的通電期間，GR8830提供4ms軟起動功能。它能有效的壓制起動峰值電流及峰值電壓，特別是在高輸入電壓時以減少功率型MOSFET汲極電壓,避免被擊穿。剛起動時,輸出工作周期占空比是由小到大逐漸開啟,如圖六所示,在軟起動期間CS pin電壓,采階梯波方式逐漸上升,如此于開機傳送能量時可將流經MOSFET,二次側整流二極管的電流及電壓逐漸上升到穩定值,而不會像傳統無軟起動功能的IC，于開機瞬間產生電壓尖峰及電流尖峰。

過載保護和短路保護

在控制器內部提供過負載保護功能(OLP)。GR8830內部電路檢測COMP接腳準位，當準位大于限制點3.6V且持續60ms以上時，閘極電壓將保持在低準位關閉系統。如此輸出電壓及VCC電壓將因無能量補充而低于欠電壓停止工作點，這時會重置控制器。當控制器重置時,VCC pin電壓會被再次充電如圖8所示,此過程將持續重復直到過載狀況解除,此種模式稱為打嗝模式或自動回復模式。

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frank_zeng

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2010-04-29 14:17

@frank_zeng

閘極限制/動作頻率抖動(Jittering)改善EMI噪聲GR8830驅動器被內部的13V齊納二極管限制住。即使VCC超過20V,輸出頂端會被箝位住而無法過高.因過高的閘極電壓信號是不受歡迎的，常會造成MOSFET損壞。同時GR8830也有動作頻率抖動(jittering)功能，使EMI噪聲減到最小，此動作頻率抖動范圍為6%，公式如下:((T2-T1)/Tavg.)*100%，此種作法能有效降低EMI噪音同時又不犧牲轉換器的效能。[圖片] 軟起動以減少功率組件電壓及電流應力在最初的通電期間，GR8830提供4ms軟起動功能。它能有效的壓制起動峰值電流及峰值電壓，特別是在高輸入電壓時以減少功率型MOSFET汲極電壓,避免被擊穿。剛起動時,輸出工作周期占空比是由小到大逐漸開啟,如圖六所示,在軟起動期間CSpin電壓,采階梯波方式逐漸上升,如此于開機傳送能量時可將流經MOSFET,二次側整流二極管的電流及電壓逐漸上升到穩定值,而不會像傳統無軟起動功能的IC，于開機瞬間產生電壓尖峰及電流尖峰。[圖片] 過載保護和短路保護在控制器內部提供過負載保護功能(OLP)。GR8830內部電路檢測COMP接腳準位，當準位大于限制點3.6V且持續60ms以上時，閘極電壓將保持在低準位關閉系統。如此輸出電壓及VCC電壓將因無能量補充而低于欠電壓停止工作點，這時會重置控制器。當控制器重置時,VCCpin電壓會被再次充電如圖8所示,此過程將持續重復直到過載狀況解除,此種模式稱為打嗝模式或自動回復模式。[圖片]

過電壓保護于VCC接腳

GR8830在VCC接腳有過電壓偵測保護功能，可防止系統損壞。當VCC電壓高于過電壓保護(OVP)電壓準位27V，閘極輸出驅動電路將立刻關閉以停止系統動作。 VCC過電壓保護動作是自動恢復型如圖9所示。如果過電壓狀況解除，系統將恢復正常運作。

VCC控制模式可避免當負載變動時控制器重新起動

當負載從重載變空載，輸出電壓會產生過沖現像再恢復到正常輸出電壓.因此自然行為會導致回授系統飽合而短暫關閉 IC輸出,若系統參數設定不佳,會造成輸出電壓大幅掉落再重新起動拉起。GR8830加入VCC控制模式,當負載從重載變空載，輸出電壓變高，經由回授電路使COMP接腳準位降低、工作周期消失而無能量傳送到次級側。如果有沒有防止這個情況的任何機制，VCC接腳電壓將下降低到UVLO off使系統重新啟動。GR8874在VCC下降到UVLO off之前，它會強迫輸出打一最小的周期補充能量,使VCC電壓高于UVLO off, 圖10顯示此操作情形。此模式是用來避免重新起動現像而非常態模式下使用,故設計者于設計輔助電力時需使空載條件下電壓高于 11V。不然將會使得空載輸入功率較操作在Burst模式下為高。

設定切換頻率

為避免變壓器飽和，內部振蕩器的最大工作周期大約是75%，振蕩器的頻率是由RT接腳連接到地的一個外部電阻決定。公式如下: fosc = 6500(KHz)/R(Kohm).

這個R是連接在RT接腳的電阻，連接100Kohm電阻，工作頻率為65KHz。建議使用的頻率范圍從50 KHz到130 KHz，如圖11所示。

高低壓過電流保護補償

典型的峰值電流模式PWM控制器反饋電流信號和電壓信號加以控制完成輸出電壓調節。如圖11所顯示， GR8830由CS接腳偵測一次側MOSFET的電流，此CS pin不僅是峰值電流方式控制輸入，而且也是脈沖對脈沖電流保護方式控制。電流檢測的最大門坎電壓設在0.85V。流經MOSFET的峰值電流可以從下式獲得。

假設在低輸入電壓范圍,系統操作在連續導通模式,輸出功率是 1/2*Lp*(Ipeak²-Ivalley²)*f.

假設在高輸入電壓范圍,系統操作在不連續導通模式,輸出功率是1/2*Lp*(Ipeak²).

若IC無任何補償,那高輸入電壓范圍的過載保護點將遠大于低輸入電壓范圍的過載保護點。在GR8830內部建置了高低壓過電流補償電路,使得高輸入電壓范圍的過載保護點和低輸入電壓范圍的過載保護點接近。其補償值如圖12所示。

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frank_zeng

LV.5

2010-04-29 14:19

@frank_zeng

過電壓保護于VCC接腳GR8830在VCC接腳有過電壓偵測保護功能，可防止系統損壞。當VCC電壓高于過電壓保護(OVP)電壓準位27V，閘極輸出驅動電路將立刻關閉以停止系統動作。VCC過電壓保護動作是自動恢復型如圖9所示。如果過電壓狀況解除，系統將恢復正常運作。[圖片] VCC控制模式可避免當負載變動時控制器重新起動當負載從重載變空載，輸出電壓會產生過沖現像再恢復到正常輸出電壓.因此自然行為會導致回授系統飽合而短暫關閉IC輸出,若系統參數設定不佳,會造成輸出電壓大幅掉落再重新起動拉起。GR8830加入VCC控制模式,當負載從重載變空載，輸出電壓變高，經由回授電路使COMP接腳準位降低、工作周期消失而無能量傳送到次級側。如果有沒有防止這個情況的任何機制，VCC接腳電壓將下降低到UVLOoff使系統重新啟動。GR8874在VCC下降到UVLOoff之前，它會強迫輸出打一最小的周期補充能量,使VCC電壓高于UVLOoff,圖10顯示此操作情形。此模式是用來避免重新起動現像而非常態模式下使用,故設計者于設計輔助電力時需使空載條件下電壓高于11V。不然將會使得空載輸入功率較操作在Burst模式下為高。[圖片] 設定切換頻率為避免變壓器飽和，內部振蕩器的最大工作周期大約是75%，振蕩器的頻率是由RT接腳連接到地的一個外部電阻決定。公式如下:fosc=6500(KHz)/R(Kohm).這個R是連接在RT接腳的電阻，連接100Kohm電阻，工作頻率為65KHz。建議使用的頻率范圍從50KHz到130KHz，如圖11所示。[圖片] 高低壓過電流保護補償典型的峰值電流模式PWM控制器反饋電流信號和電壓信號加以控制完成輸出電壓調節。如圖11所顯示，GR8830由CS接腳偵測一次側MOSFET的電流，此CSpin不僅是峰值電流方式控制輸入，而且也是脈沖對脈沖電流保護方式控制。電流檢測的最大門坎電壓設在0.85V。流經MOSFET的峰值電流可以從下式獲得。假設在低輸入電壓范圍,系統操作在連續導通模式,輸出功率是1/2*Lp*(Ipeak2-Ivalley2)*f.假設在高輸入電壓范圍,系統操作在不連續導通模式,輸出功率是1/2*Lp*(Ipeak2).若IC無任何補償,那高輸入電壓范圍的過載保護點將遠大于低輸入電壓范圍的過載保護點。在GR8830內部建置了高低壓過電流補償電路,使得高輸入電壓范圍的過載保護點和低輸入電壓范圍的過載保護點接近。其補償值如圖12所示。

空載待機功耗低于100mW的設計考慮

1. 選用恰當的可調整分流管理器(431)，請選擇最小工作電流(I_MIN)小于0.4mA的器件，同時為了降低二次側功耗, 建議使用Rr大于等于25KΩ,請參見圖13。

2. 光藕合器的選用，請使用CTR介于100%到200%的器件，Rp電阻無需安裝,除非選用的可調整分流管理器(431)最小工作電流(I_MIN)過高, 使得電壓調節率變差。

3. 確認輸出空載時的VCC電壓要大于VCC模式的電壓( 11.3V ),使系統運作在Burst 模式。

4. 在COMP接腳，請加上1nF到10nF的電容,將高頻切換噪音濾除。

5. 安規的考慮，泄放電阻選用符合安規要求但亦無需過度設計，選用電阻R2和R3使時間常數CX1*(R2+R3)小于1秒

建議使用當CX1=0.33uF時,R2+R3要小于3MΩ

當CX1=0.47uF時,R2+R3要小于2MΩ

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frank_zeng

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2010-04-29 14:20

@frank_zeng

[圖片] 空載待機功耗低于100mW的設計考慮1. 選用恰當的可調整分流管理器(431)，請選擇最小工作電流(IMIN)小于0.4mA的器件，同時為了降低二次側功耗,建議使用Rr大于等于25KΩ,請參見圖13。 [圖片] 2. 光藕合器的選用，請使用CTR介于100%到200%的器件，Rp電阻無需安裝,除非選用的可調整分流管理器(431)最小工作電流(IMIN)過高,使得電壓調節率變差。 3. 確認輸出空載時的VCC電壓要大于VCC模式的電壓(11.3V),使系統運作在Burst模式。 4. 在COMP接腳，請加上1nF到10nF的電容,將高頻切換噪音濾除。 5. 安規的考慮，泄放電阻選用符合安規要求但亦無需過度設計，選用電阻R2和R3使時間常數CX1*(R2+R3)小于1秒建議使用當CX1=0.33uF時,R2+R3要小于3MΩ當CX1=0.47uF時,R2+R3要小于2MΩ [圖片] [圖片]