非隔離型DC-DC變換器的布線
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優化布線的第一個規則是隔離變換器.DC-DC變換器是一個較強的電磁場干擾源.通常其EMI頻譜范圍自開關頻率延伸至100MHZ以上.為了減小電容性耦合和磁場環路耦合,必須將變換器遠離其它電路、尤其是小信號模擬電路.隔離開變換器并不總是一件容易的事,有一些電路板的輸入電壓在變換器的一側,輸出電壓分配到變換器的另一側.例如,VME板卡或電信電路板有著電流高達20A的、非常復雜的走線,它們用一個單連接器引入輸入電壓,并將幾個輸出電壓分配到背板上,最有效的辦法是將DC-DC變換器放置在緊靠連接器的位置以減小阻性電壓跌落,然而這個區域密布著接口驅動器、背板總線等等,具有相應的耦合噪聲.如果在電路板上添加一個電源連接器,則需要額外的電路板面積和成本.
銅線上的電阻是最受制約的因素,對于給定長度和厚度的銅線,它的電阻是:
式中:L是銅線的長度,單位為米;S是銅線的面積,單位是平方米; ( 為材料的電阻率,銅的電阻率是 1.7X10-8 (/M@20(C, 或2.1X10-8 (/M@70(C.例如:20(C 時,0.5CM寬和35(M厚的銅線其電阻是1M(/CM.這個值對于大多數情況或許是可以忽略的,但當在兩個連接器和背板之間分配電壓為2.5V、電流達10A的電源時,這個參數就不得不引起注意.
某些電路板上,銅線的厚度中包含了一層鉛錫合金.這一層的等效電阻大約是銅的兩倍.
鉛的電阻率 = 2.07X10-7 (/M
錫的電阻率= 1.14X10-7 (/M
綜合考慮精度和線路損耗,變換器需遠離連接器.在靠近連接器處對VOUT 進行遠程采樣可以有效地限制阻性跌落,不過要注意容性耦合.為了將大電流限定在指定區域內,應將所有的電源線都接在連接器的一個端點上.
MOSFET驅動器
隨著開關頻率的提高開關時間也變得越來越短- - -對于開關頻率為500KHZ的變換器,開關時間典型值為10NS .在此頻率下,即使用最短的引線也會產生較大的阻抗,為保證MOSFET驅動電路的合理布線,需認真分析變換器的原理框圖.
圖1所示是用于筆記本電腦供電的同步整流、降壓型控制器,來自儲能電容(C6和C7)的能量驅動MOSFET的柵極,通過幾歐姆的阻抗至輸出端.注意:高邊N-溝道 MOSFET(Q1)的柵極驅動為浮空狀態,N溝道的驅動器工作過程與電荷泵一樣.仔細考察MOSFET導通時圖1的電流通道,不難發現:任何等效串聯電感都將對系統造成危害.有些情況下峰值電流較高僅僅會加重開關損耗,而有些情況下,由于交叉串擾(功率開關同時導通)會導致兩個MOSFET被擊穿.因此在下列元件之間理想的走線應該短而寬:C6 和VDD 、C6 和Q2(S)、C7 和 BST、C7 和 LX、Q1(G) 和 DH、Q2(G) 和 DL、Q1(S) 和 LX、Q2(S) 和 PGND.注意1CM 布線的分布電感約為10NH .
C6給Q1和Q2供電,但不在同一個回路上.對于Q1它充當濾波電容,對Q2則是儲能電容.因為C6不可能同時緊鄰高邊和低邊驅動器安裝,所以將它布放在緊靠VDD和PGND的位置(峰值電流由此流過),同時也靠近C7.MAX1710的PGND、DL和VDD引腳緊靠在一起并非偶然,C6靠近Q2安裝目的在于減小在PGND、C6(-)和Q2(S)之間的地線長度.將此地線在靠近PGND引腳處單點連至地平面.為了防止共模阻抗耦合,LX 應連接到Q1,PGND/C6(-)連接到Q2的源極.當DI/DT較大時,每個過孔將增加數十NH的電感,應盡可能限制過孔的數量,因此,最好將所有的功率元件放置在元件層,即使是SMD器件.
在具體應用中,選用的控制器常常裕量過大.例如,用一個10A控制器產生3A的輸出.而考慮成本的原因,又常常選用最小裕量的MOSFET,于是片內驅動器驅動能力過量,導致柵極驅動過強.過量或過快的柵極驅動會產生較大的開關噪聲和RF干擾,而較小或低速的柵極驅動將導致較大的MOSFET和二極管的開關損耗.折中的方法是盡可能限制波形的擺率以減小EMI,并同時維持可接受的轉換效率指標.

功率級的布線
開關型轉換器中一些節點處的DI/DT較高,還有些節點處的DV/DT較高,為減小它們的影響需盡量降低電路中的寄生電感.我們以一個升壓變換器為例,所得結論可以推廣到降壓變換器.圖2描繪了電路中寄生電感所導致的問題:MOSFET斷開- - -此時電感電流已經被MOSFET短路過.二極管的反向電容被快速充電,在二極管正極的節點處具有較高的DV/DT.MOSFET導通時,串聯電感(LFT + LFD + LFC)增大了放電時間,因此也增加了MOSFET的開關損耗,同時這些電感還會產生噪聲.
峰值電流受晶體管限制,晶體管的工作方式類似于電流源,對一個2A的MOSFET,峰值電流可能達到10A,這個變化的電流通過電感時將產生正比于電流變化量的電壓:
整個瞬態變化過程相當于一個尖峰發生器,因此通過減小導線長度、在MOSFET、二極管和COUT周期采用短且寬的導線來減小雜散電感是非常必要的,另外,通過控制柵極驅動波形的斜率也可以達到減低噪聲的目的.為了限制阻性電壓跌落和過孔數目,功率級的SMD元件必須布置在電路板的元件面,功率導線的引線也在元件層.如果可能的話,功率地也在同一層布線.為消除輻射區域,注意減小功率電流回路的區域.
當必須將電源線布在其它層面時,應選擇從電感或濾波電容引出的導線(比如, 降壓變換器的COUT或降壓變換器的CIN).流過這些導線的電流近乎連續的,不會產生噪聲而只有阻性跌落.如果此線分布在元件層的下一層,產生的雜散電感會比較小.為避免共模阻抗耦合,應將PGND、功率地和通用地平面分割開.
電容器和其它元件:
高容量、低ESR的電容器很昂貴,合理的布線會保持它們應有的性能,將輸出噪聲從150MV降到50MV.紋波直接和電感量、電容的ESR和開關頻率等因素相關,但是高頻噪聲(尖峰)取決于寄生分量和開關行為.根據開關頻率,我們能夠推測出尖峰頻率的頻譜從1MHZ到10MHZ.
對于電感元件,由開關動作造成的變化的電流(DI/DT)流過LP1導致控制器VCC過沖,計算如下:
當L = 10NH, (I = 1A, (T = 50NS時, (V = 0.2V
需注意割離功率引線、合理布置PGND.另外需注意避免將其它連線穿過功率回路,用于分配輸入電壓的引線應當連接到輸入電容與控制器的VCC連線之前.輸出電壓的引線應在高頻輸出電容的連接點之后.
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