97%可以做到

謝謝!請提供幾個實例.

Boost電路的一種軟開關實現方法摘要:提出了一種Boost電路軟開關實現方法,即同步整流加上電感電流反向.根據兩個開關管實現軟開關的條件不同,提出了強管和弱管的概念,給出了滿足軟開關條件的設計方法.一個24V輸入,40V/2.5A輸出,開關頻率為200kHz的同步Boost變換器樣機進一步驗證了上述方法的正確性,其滿載效率達到了96.9%   關鍵詞:升壓電路;軟開關;同步整流引言輕小化是目前電源產品追求的目標.而提高開關頻率可以減小電感、電容等元件的體積.但是,開關頻率提高的瓶頸是器件的開關損耗,于是軟開關技術就應運而生.一般,要實現比較理想的軟開關效果,都需要有一個或一個以上的輔助開關為主開關創造軟開關的條件,同時希望輔助開關本身也能實現軟開關.Boost電路作為一種最基本的DC/DC拓撲而廣泛應用于各種電源產品中.由于Boost電路只包含一個開關,所以,要實現軟開關往往要附加很多有源或無源的額外電路,增加了變換器的成本,降低了變換器的可靠性.Boost電路除了有一個開關管外還有一個二極管.在較低壓輸出的場合,本身就希望用一個MOSFET來替換二極管(同步整流),從而獲得比較高的效率.如果能利用這個同步開關作為主開關的輔助管,來創造軟開關條件,同時本身又能實現軟開關,那將是一個比較好的方案.本文提出了一種Boost電路實現軟開關的方法.該方案適用于輸出電壓較低的場合.1 工作原理圖1所示的是具有兩個開關管的同步Boost電路.其兩個開關互補導通,中間有一定的死區防止共態導通,如圖2所示.通常設計中電感上的電流為一個方向,如圖2第5個波形所示.考慮到開關的結電容以及死區時間,一個周期可以分為5個階段,各個階段的等效電路如圖3所示.下面簡單描述了電感電流不改變方向的同步Boost電路的工作原理.在這種設計下,S2可以實現軟開關,但是S1只能工作在硬開關狀態.1)階段1〔t0~t1〕該階段,S1導通,L上承受輸入電壓,L上的電流線性增加.在t1時刻,S1關斷,該階段結束.2)階段2〔t1~t2〕S1關斷后,電感電流對S1的結電容進行充電,使S2的結電容進行放電,S2的漏源電壓可以近似認為線性下降,直到下降到零,該階段結束.    3)階段3〔t2~t3〕當S2的漏源電壓下降到零之后,S2的寄生二極管就導通,將S2的漏源電壓箝在零電壓狀態,也就是為S2的零電壓導通創造了條件.4)階段4〔t3~t4〕S2的門極變為高電平,S2零電壓開通.電感L上的電流又流過S2.L上承受輸出電壓和輸入電壓之差,電流線性減小,直到S2關斷,該階段結束.5)階段5〔t4~t5〕此時電感L上的電流方向仍然為正,所以該電流只能轉移到S2的寄生二極管上,而無法對S1的結電容進行放電.因此,S1是工作在硬開關狀態的.接著S1導通,進入下一個周期.從以上的分析可以看到,S2實現了軟開關,但是S1并沒有實現軟開關.其原因是S2關斷后,電感上的電流方向是正的,無法使S1的結電容進行放電.但是,如果將L設計得足夠小,讓電感電流在S2關斷時為負的,如圖4所示,就可以對S1的結電容進行放電而實現S1的軟開關了.    在這種情況下,一個周期可以分為6個階段,各個階段的等效電路如圖5所示.其工作原理描述如下.1)階段1〔t0~t1〕該階段,S1導通,L上承受輸入電壓,L上的電流正向線性增加,從負值變為正值.在t1時刻,S1關斷,該階段結束.2)階段2〔t1~t2〕S1關斷后,電感電流為正,對S1的結電容進行充電,使S2的結電容放電,S2的漏源電壓可以近似認為線性下降.直到S2的漏源電壓下降到零,該階段結束.3)階段3〔t2~t3〕當S2的漏源電壓下降到零之后,S2的寄生二極管就導通,將S2的漏源電壓箝在零電壓狀態,也就是為S2的零電壓導通創造了條件.4)階段4〔t3~t4〕S2的門極變為高電平,S2零電壓開通.電感L上的電流又流過S2.L上承受輸出電壓和輸入電壓之差,電流線性?小,直到變為負值,然后S2關斷,該階段結束.5)階段5〔t4~t5〕此時電感L上的電流方向為負,正好可以使S1的結電容進行放電,對S2的結電容進行充電.S1的漏源電壓可以近似認為線性下降.直到S1的漏源電壓下降到零,該階段結束.6)階段6〔t5~t6〕當S1的漏源電壓下降到零之后,S1的寄生二極管就導通,將S1的漏源電壓箝在零電壓狀態,也就是為S1的零電壓導通創造了條件.接著S1在零電壓條件下導通,進入下一個周期.可以看到,在這種方案下,兩個開關S1和S2都可以實現軟開關.2 軟開關的參數設計以上用同步整流加電感電流反向的辦法來實現Boost電路的軟開關,其中兩個開關實現軟開關的難易程度并不相同.電感電流的峰峰值可以表示為ΔI=(VinDT)/L   (1)式中:D為占空比;T為開關周期.所以,電感上電流的最大值和最小值可以表示為Imax=ΔI/2+Io   (2)Imin=ΔI/2-Io   (3)式中:Io為輸出電流.將式(1)代入式(2)和式(3)可得Imax=(VinDT)/2L+Io   (4)Imin=(VinDT)/2L-Io   (5)從上面的原理分析中可以看到S1的軟開關條件是由Imin對S2的結電容充電,使S1的結電容放電實現的;而S2的軟開關條件是由Imax對S1的結電容充電,使S2的結電容放電實現的.另外,通常滿載情況下|Imax||Imin|.所以,S1和S2的軟開關實現難易程度也不同,S1要比S2難得多.這里將S1稱為弱管,S2稱為強管.強管S2的軟開關極限條件為L和S1的結電容C1和S2的結電容C2諧振,能讓C2上電壓諧振到零的條件,可表示為式(6).將式(4)代入式(6)可得實際上,式(7)非常容易滿足,而死區時間也不可能非常大,因此,可以近似認為在死區時間內電感L上的電流保持不變,即為一個恒流源在對S2的結電容充電,使S1的結電容放電.在這種情況下的ZVS條件稱為寬裕條件,表達式為式(8).(C2+C1)Vo≤(VinDT/2L+Io)tdead2   (8)式中:tdead2為S2開通前的死區時間.同理,弱管S1的軟開關寬裕條件為(C1+C2)Vo≤(VinDT/2L-Io)tdead1   (9)式中:tdead1為S1開通前的死區時間.在實際電路的設計中,強管的軟開關條件非常容易實現,所以,關鍵是設計弱管的軟開關條件.首先確定可以承受的最大死區時間,然后根據式(9)推算出電感量L.因為,在能實現軟開關的前提下,L不宜太小,以免造成開關管上過大的電流有效值,從而使得開關的導通損耗過大.3 實驗結果一個開關頻率為200kHz,功率為100W的電感電流反向的同步Boost變換器進一步驗證了上述軟開關實現方法的正確性.該變換器的規格和主要參數如下:輸入電壓Vin24V輸出電壓Vo40V輸出電流Io0~2.5A工作頻率f200kHz主開關S1及S2IRFZ44電感L4.5μH圖6(a),圖6(b)及圖6(c)是滿載(2.5A)時的實驗波形.從圖6(a)可以看到電感L上的電流在DT或(1-D)T時段里都會反向,也就是創造了S1軟開關的條件.從圖6(b)及圖6(c)可以看到兩個開關S1和S2都實現了ZVS.但是從電壓vds的下降斜率來看S1比S2的ZVS條件要差,這就是強管和弱管的差異.圖7給出了該變換器在不同負載電流下的轉換效率.最高效率達到了97.1%,滿載效率為96.9%.4 結語本文提出了一種Boost電路軟開關實現策略:同步整流加電感電流反向.在該方案下,兩個開關管根據軟開關條件的不同,分為強管和弱管.設計中要根據弱管的臨界軟開關條件來決定電感L的大小.因為實現了軟開關,開關頻率可以設計得比較高.電感量可以設計得很小,所需的電感體積也可以比較小(通常可以用I型磁芯).因此,這種方案適用于高功率密度、較低輸出電壓的場合.

感謝指教!但請看清楚我的問題是“普通整流濾波”的BOOST電路的效率!謝謝!

那肯定達不到了

100W,boost

請問可以告知用的什么電路IC 嗎

看來除了您的同步整流,對其他就沒有興趣了.

抱歉!我不想在這里賣廣告(如果被我采用的IC公司能出廣告費,那就另當別論了).我想問的是在我的測量步驟中,有哪些細節不留意可能會影響最終的測量值?謝謝關注!

"看來除了您的同步整流,對其他就沒有興趣了."
你這句話聽起來包含許多怨言是不是啊?要是像你這種態度,誰還敢跟你的帖子

我只不過在你的帖子后面列舉了一個例子證明BOOST可以達到97%的,您這么不一不撓的,我覺得很奇怪．

況且我的這個內容看來您還是沒有看懂啊,這里面不單但談到同步整流

您帖子里的內容是很多,給我們學習的東西也很多,這個世界我們要學的東西就更多了!在此感謝您不吝指教!
對于我的回復您見仁見智的理解吧.

可以做到97%

OK,謝謝!

@luohongzhi 團長：你都不應該搭理這種問問題還把自己當大爺的人~~純粹浪費口舌~~~