有源鉗位正激恐怕是在模塊電源中應用最廣泛的拓撲,自從2002年vicor專利到期后,已經早早開始研究該拓撲的公司們終于可以正式的推出了他們的有源鉗位模塊.


優點:
磁化能量和勵磁能量都充分利用了.
磁復位的相對優化
容易自驅動(最大的優勢)
容易實現主副管的零電壓
一三象限的B-H曲線



缺點:
復雜而且相對昂貴
主mos管在大占空比電壓應力比較高
自驅動電壓變化范圍需要優化
大動態的時候應力比較大(啟動,輸入電壓或者負載跳變, 過流或者短路)
關斷的時候輸出負電壓
同步整流輕載環流.


      它的優點是明顯的,尤其對于在模塊電源200W以下的應用中,是非常成功的,尤其是它自驅動的方便程度(對于常用電壓來說),很多公司也有專門的芯片來針對這個拓撲,TI,NS等等.但大多數公司在體積允許的情況下,一般來說除了1-16brick會用到集成芯片來做,其它都會用一般的類似384x系列的方式來做,后面用專門的driver前加延時或者滯后來處理兩個兩個死區的問題.

     1.對于有源鉗位這個拓撲,由于拓撲本身它的Lm和Cclamp構成的極點,在電流型控制中,這個雙極點會對環路產生很大的影響,所以一般來說環路的穿越頻率都難以超過1/10*fc,有非常多的文章來對這點進行建模.所以在有源鉗位正激的設計中,很重要的一點就是控制Cclamp的大小,較小的Cclamp會更加容易進行環路補償,另外在大動態的情況下(占空比變化很大),Cclamp小一些也是一個優勢,Vcclamp變化會快速一些,當然Cclamp大一些會對both主管和復位管的應力有一些好處,但實際上,由于常態下主管以及復位管的Vds波形非常好,所以這個并不是很大的問題,一般把Vcclamp的峰峰值控制在1/6的平均值電壓是沒有問題的.它主管的應力實際存在于副邊短路,大動態跳變等情況下.

    2.說說輔助管的位置,一般來說有三種,
    1)輔助管放上面,就是和電容串聯并于變壓器兩邊,那么采用n管,但是是浮驅動.

    2)P管加Cclamp加在主管兩邊.最常用,TI有一篇文章對比了這兩種情況,可以借鑒.

    3)第三繞組復位,可以參見belfuse的專利,其實它的專利和第三繞組復位沒關系,只是說它用這個第三繞組順便做了原邊的house keeping.

    3.占空比,由于有源鉗位本身的優點就是號稱突破了50%,那么占空比設計最優應該是如何的呢,理論上講應該是50%在中間,比如36-75V那么55V應該大概在D=0.5,這樣的好處在于副邊同步整流管和續流管應力應該是最優的,除此之外,占空比大一些對效率也是有好處的.但實際上,由于模塊電源中trim up trim down的需求,占空比不止輸入電壓這樣兩倍的變化.而由于大占空比帶來的在調試中的麻煩,一般來說,我們在低壓trim up的時候去做Dmax,一般不超過0.65或者0.7,那么實際上,在大多數情況下,有源鉗位正激的副邊續流管要承受更大的電流.

    4.ZVS,大多數模塊電源的有源鉗位不做ZVS,為什么,首先,輸入電壓比較低,基本上開關損耗有限,其次,常規的方法,減小勵磁電感,來沖銷副邊折合電流的方法,勵磁電流增大,效率不見得提升,大多數時間是不及,所以,很多情況下,勵磁電感只被調到大概30%載以下的時候ZVS.

   5.自驅動,按道理說有源鉗位的自驅動是容易做的,變壓器很方波,直接一互拉就可以,實際上,有幾個問題還不是那么容易的,

1)如36V-75V輸入,3.3V以下,12V以上的自驅動問題.這個時候直接拉,如果優選占空比,會發現驅動電壓可能要超過18V,或者低于5V,那么這個就不劃算了.

2)副邊續流管和主管共通的問題,由于續流管關斷的速度取決于變壓器波形,但關斷能力由變壓器決定,這段時間變壓器波形基本完全由勵磁電流對容的放電速度決定,這個速度是有點慢的...所有續流管關斷速度沒有保證,很容易出現續流管沒關掉,原邊主管開通,這個時候,不管整流管開通與否,會有共通.

3)如果寬范圍輸入,自驅動困難...比如18-75V,5V/20A,包括了trim up,trim down,由于Vin變了四倍,怎么選匝比都是不夠選的.

4)關斷的時候,由于嵌位電容上的電沒放掉,即使兩個管子都關掉,變壓器勵磁電感和分布電容(Coss等)的震蕩仍然繼續,那么變壓器就不再是標準方波,驅動也不是所希望的形式.

總結的很不錯.

期待樓主繼續更新~~~

請教:
樓主說有源鉗位的缺點有
成本較高
應力較高

這兩點是如何和其他拓撲相比的呢?
比如說和半橋電路相比成本高在哪里呢?管子?

成本問題,是說的簡單的flyback or forward要高,比橋還是低的
應力上,比一般的單端有優勢,橋是有更有優勢的.

半橋電路成本應該是高過Activeclamp forward的,體現在控制器需要一個high side的驅動,一般情況下需要自舉或者驅動變壓器,另外副邊的同步整流需要額外的driver或者芯片.在模塊電源中,由于效率的要求比較高,除非很高壓的輸出,同步整流幾乎是不可能不要的,,而半橋沒有好的副邊自驅動方法,一般都是信號變壓器傳信號過去,你可以see一下NS的LM5035,那么Activeclamp forward能自驅動的優勢就體現了,只用一些阻容就搞定了副邊驅動.

    管子問題,同樣功率,無論用什么拓撲,管子是差不多的(優化設計的前提下)
當然,由于橋類(半橋,全橋)拓撲占空比可以推到Dmax=0.45,相當于0.9,由于應力---Vin*D/(1-D)和控制的問題(占空比大后環路難以調節),ACF很難超過Dmax=0.75,那么橋是有一定的優勢,而且橋如果副邊是簡單的中心抽頭模式,那么副邊同步整流管的電壓,電流應力是對稱的,而正激卻大多數情況都是續流管是電壓應力,電流應力都要大一些.
    效率問題,只有詳細的進行paper design才能得到優化.

帥哥,等著你來填Forward-flyback 1core

2core的 那天看到一個朋友畫了個圖問原理,就寫了點東西在21dianyuan那里,我貼過來大家看一下
1core的其實差不多,稍微有所不同

反激一正激式轉換器(Fly-Forward CONVERTER)最早由美國IR公司提出.大家知道,正激式轉換器和反激式轉換器都可應用于中小功率高頻開關電源.其主要缺點是開關管的電壓應力高,正激式轉換器需要采用特殊的磁復位措施,而反激式轉換器的輸出紋波大.將正激式轉換器和反激式轉換器組合在一起,可以綜合兩種轉換器的優點,在一定程度上可以克服兩者的缺點.并實現ZVS、自動可靠地磁復位、較低的電壓應力等.

  日本矢代于1994年提出的有源鉗位反激-正激式轉換器電路如圖5-13所示.正激式轉換器和反激式轉換器的變壓器Tr1、Tr2的初級繞組相串聯,共用一個主開關管V1和一個鉗位電路,鉗位電路并聯在Tr1、Tr2初級串聯繞組上.后來派生出來的一些反激一正激式轉換器,只用一個變壓器,其次級用中點抽頭整流或倍流整流輸出電路.研究圖5-13電路可以發現,輸出端沒有濾波電感.圖5-13電路的組合方式,使兩個轉換器在一個周期內分別向負載供電,變壓器次級并聯交錯輸出.因此無須另外再接續流二極管,由于輸出紋波小,也無須加濾波電感.對正激式轉換器來說,因為初級串聯了一個反激式轉式換器的電感(即變壓器),相當于將輸出濾波電感從次級移到了初級.

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圖5-13所示的反激一正激式轉換器

  圖5-13所示的反激一正激式轉換器,在一個開關周期內有8種開關模式,見表5-3.表中uDS1為主開關管V1端電壓.


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表5-3

  圖5-13的主要特點是,主開關管和鉗位開關管都實現了ZVS,使開關損耗減少,電路轉換效率提高.和有源鉗位正激式轉換器一樣,鉗位電容上的電壓為
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主開關管上的電壓uDS1被鉗位在500) {this.resized=true; this.width=500; this.alt='這是一張縮略圖，點擊可放大。\n按住CTRL，滾動鼠標滾輪可自由縮放';this.style.cursor='hand'}" onclick="if(!this.resized) {return true;} else {window.open('http://u.dianyuan.com/bbs/u/74/150571234163092.gif');}" onmousewheel="return imgzoom(this);">

上面是轉的原貼

以下是我的回帖

首先要確定Vo=? CCM,如果Nr1=Nr2=N

主管V1通,D段,那么Vtr2=Vin-N*Vo,Vtr1=N*Vo

輔助管V2通,1-D段,電壓方向定成反方向,Vtr1=Vc=Vin*D/(1-D)-N*Vo,Vtr2=N*Vo

可以看到主管應力和輔助管應力與一般的正激有源鉗位相同,都為Vds1=Vin/(1-D),Vds2=Vin/(1-D)

Vtr2一周期內的平均值為零,(Vin-N*Vo)*D=N*Vo*(1-D),Vin*D=N*Vo

Vtr1一周期內的平均值為零,N*Vo*D=Vin*D*(1-D)/(1-D)-N*Vo*(1-D),也同樣是N*Vo=Vin*D

結論:Vo=Vin*D/N

如果稱正激的二極管為D1,D1的應力是1- D段,VD1=Vo+Vtr1=Vo+Vin*D/(1-D)-N*Vo=Vo+Vo*D/(1-D)=Vo/(1-D)=Vin*D/(1-D),等同于正激副邊整流管的應力

同理,可以推得VD2=Vo+Vtr2(D段)=Vo+(Vin-N*Vo)/N=Vin/N,等同于正激副邊續流管應力.

其次,D段,是Tr2的原邊作為電感的效果,Tr1的原邊是變壓器效果,正激過程,類似電感放原邊.

1-D段,Tr2反激,存儲在Tr2的能量釋放到負載,順便對Tr1也去磁.

注意到這個過程中,Tr1類似變壓器設計,而Tr2,類似于反激變壓器,或者說類似于電感設計.

1段不用說了

2段,由于主管V1關斷,那么通過勵磁電感Lr1和勵磁電感Lr2和V1的Cds以及其它寄生參數震蕩,變壓器沒有反向,也就是說Vds1還在Vin以下,那么這個電流是同時包含了

勵磁電流以及副邊折合過來的負載電流Io/N,Vds1上升很快.

3段,變壓器過零到負的過程,副邊兩個二極管經歷換流共通時期,副邊電流就不折過來了,只有勵磁電流通過Lr1+Lr2與Cds諧振,Vds1上升速度變慢,直到Vds1=Vin/(1-D)

4段,V2 可以零電壓開了.

5段,類似正激的有源鉗位,勵磁電流從正到負了.

6段,V2關了,這個時候也類似于正激的有源鉗位,Vds1開始下降,往Vin走,但區別來了,正激的有源鉗位勵磁電流平均值是零的,但這個里面,明顯Lr2這個電感,是要在1-D過程中,要往副邊傳輸能量的,它是平均電流是負的,但是注意到鉗位容上的平均電流是零的,多出來的就是傳到副邊的負載電流.注意到加Lr2上的電壓,就會發現,它和傳統正激的電感完全一樣.所以電感量怎么設計,是容易的.但Lr1呢,和Lr2串聯來著,通過它的勵磁電流也是完全一樣,所以,Lr1應該等于Lr2的大小.

相比與傳統正激的有源鉗位,不同就在于這個時候它的zvs是更容易實現的,因為勵磁電流比較大,是負載電流折合來的,而傳統正激要滿足Imag-的絕對值大于Io/N才能來實現主管的zvs,而這個拓撲,zvs更容易些.當然,V2關與V1通的死區時間要夠長,才能做zvs,不管怎么說,都是比傳統正激的有源鉗位容易實現zvs或者可以讓Vds1盡可能的低了.

7段,Vds1從Vin往下震,看看能不能zvs

8段,開V1,又從1開始.

總的來說,Tr1的伏秒是比一般正激要小了,所以可以用小一號變壓器,對比明顯,一個是Vin*D*Ts,一個是NVo*D*Ts=Vin*D^2*Ts,但加上Tr2就差不多了

這個拓撲類似的還有artesyn的專利拓撲,以及lamda的專利拓撲,lamda的應該已經過期了.

我最近正在做一個一個core的正反激拓撲.用在1-8 brick,150W左右.

http://bbs.dianyuan.com/topic/314005

相當的不錯,很豐富的電源知識,感謝了!!!