前言

LLC變換器由于自身具有軟開關、高頻率、高功率密度等諸多優點，近幾年，在學術界和工業界得到了廣泛的應用。LLC啟動瞬間沖擊電流非常大，對器件的應力有極高的要求，為了減小啟動沖擊電流，全橋LLC通常采用移相調制策略，而這種方法不能適用于半橋LLC，其他一些傳統的軟啟動方法也不能很好地解決這一問題。筆者接觸LLC時間較長，一直對LLC的研究動態有所關注。在學習文獻的過程中，發現了一篇為了減小啟動過程的沖擊電流，提出了一種新穎的調幅調頻控制方法，文獻中詳細地介紹了該方法的實現過程，令我受益匪淺。

目錄

1 概述

2 調幅調頻混合控制方法的實現

3 實驗驗證

4 參考文獻

1  概述

從文章的摘要中就能清楚地了解到該文所提出策略的實現方法，具體可以見下圖摘要或閱讀原文獻。

引言中介紹了LLC的應用領域、所面臨的挑戰及LLC目前的研究現狀等內容。引出本文所要解決的問題、問題的解決方法及文章布局的安排等內容。引言中綜述了LLC關于軟啟動的一些調制策略，并說明了它們的特點。一是：通過設置高于諧振頻率數倍的啟動頻率，可以在一定程度上減小啟動沖擊電流的影響，但效果有限。即使初始開關頻率是諧振頻率的2倍，啟動時電流和浪涌電壓仍有明顯的突增。二是：開關頻率最初設定為高于諧振頻率的五倍，在一定條件下，可以緩解當前的沖擊。但是，如果開關頻率下降過快，或者軟啟動時間過短，仍然會出現明顯的浪涌現象。雖然在啟動時諧振腔的電流和電壓應力較低，但由此產生的高勵磁涌流可能會在開關頻率下降過快時觸發過流保護。三是：采用移相調制策略，但該方法只適用于全橋LLC，不適用于半橋LLC。四是：采用一種適用于半橋LLC諧振變換器的非對稱互補脈寬調制策略，該策略通過調節占空比使電壓增益從0變化到1。隨著占空比從0增加到0.5，電壓增益先從0增加到峰值后減小到1。若將額定工作點設置在諧振頻率處，當采用不對稱脈寬調制（APWM）策略進行軟啟動控制時，隨著占空比從0增加到0.5，輸出電壓將增加到遠高于額定輸出電壓，然后降至額定輸出電壓。因此，APWM策略不適用于軟啟動控制。五是：采用一種最優軌跡控制方法。它通過測量諧振電感的電流和諧振電容的電壓來計算非線性變量。基于狀態平面分析，啟動過程中輸出電壓快速平穩上升，無涌流現象。然而，由于控制的復雜性，高頻率是很難實現的。

基于以上方法均不能很好地解決半橋LLC啟動過程的沖擊電流，南航學者提出了調幅調頻混合控制方法，文章中對該方法進行了詳細的介紹，并通過大量實驗證明了方法的有效性。

2  調幅調頻混合控制方法的實現

半橋LLC拓撲如圖1a所示，基波等效電路如圖1b所示。

調頻策略：當工作頻率高于諧振頻率時，由于c和d之間的基波電壓幅值不能無限小，LLC變換器的電壓增益不能從0到1連續調整。若基波幅值Vab1可以從0連續調節，則輸出電壓也可從0連續調節。

變壓器原邊開關管Q1、Q2的控制時序決定了電壓vab(t)，調節電壓vab(t)即可改變基波幅值Vab1。因此，通過改變PWM的占空比，實現對基波幅值vab1的調節。

基波幅值調制的實現：其開關頻率等于諧振頻率，此時，諧振腔呈阻性，電壓與電流的相位相同，且vab1等于vcd1。能量由基波傳遞，基波幅值的大小決定電壓增益。為了保證原邊和副邊電壓同相位，所有橋臂的開關管必須互補導通。

為滿足上述條件的PWM策略包括對稱雙極性和非對稱單極性兩種調制方法，開關管驅動時序如圖2所示。VGS1和VGS2分別表示主開關Q1和Q2的驅動信號。整流開關S1和S4的驅動信號用VGS3表示，整流開關S2和S3的驅動信號用VGS4表示。

對稱雙極性PWM調制策略對應的電壓vab(t)與vcd(t)如圖3所示。

vab'(t)的表達式為

通過傅里葉級數分解，得到基波表達式，最后得到輸入與輸出之間的電壓增益表達式為

圖4給出了對稱雙極性PWM策略的增益曲線

從圖4中看出：當占空比Dp<1/6時，2sinDpπ-1<0。原邊無法向副邊傳輸能量，電壓增益為0。紅色點狀線表示當占空比Dp=1/6時，由于vab(t)的基波幅值為0，電壓增益G始終為0。在任意歸一化頻率fn下，占空比從1/6增加到1/2，電壓增益可以從0連續單調增加。

藍色虛線為歸一化頻率等于1時的情況，由于諧振電感和諧振電容的串聯阻抗為零，勵磁電感和等效純阻性負載將承受全電壓vab1(t)。電壓增益可簡化為：G=2sinDpπ-1。

由此看出，在諧振點處，對稱雙極性基波幅值調制下，電壓增益僅與原邊開關管的占空比有關，與負載無關。所以采用基波幅值調制時，開關頻率設置在諧振頻率點，但電壓增益小于1，只能采用降壓控制。

非對稱單極性PWM調制策略對應的電壓vab(t)與vcd(t)如圖5所示。

vab’(t)的表達式為

通過傅里葉級數分解，得到基波表達式，最后得到輸入與輸出之間的電壓增益表達式為

圖6給出了非對稱單極性PWM策略的增益曲線

從圖6看出：與雙極性調幅策略類似，當占空比Dp=0時，電壓增益始終為0，當歸一化頻率為1時，電壓增益可簡化為：G=sinDpπ。

與對稱雙極性調幅策略不同，非對稱單極性調幅策略原邊驅動信號不對稱，傅里葉級數展開包含直流分量，該分量會使變壓器產生直流偏磁，可能會引起磁密飽和，增加鐵心損耗。

傳統LLC僅通過頻率改變電壓增益，當G<1時，調節范圍有限，使得在軟啟時受限。通過調幅獲得更寬的電壓增益，應用范圍更廣，當開關頻率等于諧振頻率時，電壓增益從0連續變化到1，但無法實現升壓軟啟動控制難度大，穩態運行效率低。

該文提出了一種基于基波幅值和頻率的混合調制策略，該策略結合了調幅和調頻的優點。其基本控制思想如圖7所示。

圖7中，紅色線表示調頻時電壓增益G與歸一化頻率fn之間的關系。藍色線表示調幅時電壓增益G與原邊占空比Dp的關系，開關頻率與諧振頻率相同。曲線a代表對稱雙極性PWM策略，曲線b代表非對稱單極性PWM策略。

3  實驗驗證

為了驗證調幅調頻混合控制方法的有效性，采用仿真和實驗兩種方法同時證明了其有效性。三種不同軟啟仿真結果如圖8所示。

圖8中，（a）對稱雙極性基波幅頻混合調制策略；（b）非對稱單極性基波幅頻混合調制策略；（c）降頻控制策略（1.5fr）；（d）直接啟動策略。

從圖8中看出，三種啟動方式，相同條件下，采用調幅調頻混合調制策略其啟動沖擊電流最小，直接啟動沖擊電流最大。?

不同軟啟動方式對應的實驗測試波形如圖9所示。

從圖9看出，實測結果與仿真結果一致，對稱雙極性PWM混合調制策略與降頻控制策略相比，諧振電流峰峰值降低了43%，非對稱單極性PWM混合調制策略與降頻控制策略相比，諧振電流峰峰值降低了49.6%。實驗結果表明了調幅調頻混合控制策略能有效抑制啟動時的沖擊電流。

4 參考文獻

[1] Fundamental Harmonic Amplitude-Frequency Hybrid Modulation Strategy for Half-Bridge LLC Resonant Converters

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