此前做電機控制實驗，其中H橋的驅動電路原理圖如圖1所示。

由于DSP的Epwm模塊產生的輸出電壓只有3.3V，而開關管采用的是IRF540N，其開通電壓需要達到十幾伏特，無法直接驅動開關管。本文采用東芝的TLP250驅動芯片。其芯片的輸入側采用光耦隔離的設計，提高了驅動信號的安全性和抗干擾性。輸出側的兩個三極管互補導通，即光耦輸入導通時，輸出上三極管導通，輸出下三極管關斷；輸入側關斷時，輸出上三極管關斷，輸出下三極管關斷。TLP250具有輸出電流小，能耗低等特點常用于IGBT或功率MOSFET的驅動電路中。

在TLP250應用的驅動電路中，常采用自舉電路的方式實現上橋臂MOSFET的浮地驅動。采用自舉方式既可以簡化上橋臂的驅動電路，也可減少隔離電源的使用，這常應用在中小功率驅動設計方案中。

圖中二極管D1和電解電容C6構成了該驅動電路的自舉電路。其中GND-T是上下橋臂的交點，即下橋臂MOSFET的漏極，而GND為下橋臂MOSFET的源極。當U1的輸入為低電平時，PWM U_T和GND_T均為低電平，此時+15V通過二極管對電解電容充電；當U1的輸入為高電平，GND_T點電位被抬高到30V左右，PWM U_T和GND_T之間有電容，兩端電壓不突變，所以C6的上邊那端就充當了電源的效果，這就起到了自舉的作用。

驅動電路如圖1

  

以下公式詳細說明了自舉電容提供的最小電荷應為：

             

其中: Qg為場效應管的柵極電荷；f為工作頻率；

Iqbs(max)為驅動電路的靜態電流；ICbs(leak)為自舉電容的漏電流；

Qls為每個周期內，電平轉換電路中的電荷要求: 500V/600V  IC 為5nc 1200V IC為20nc

自舉電容必須有能力提供這些電荷，并保持其電壓，否則柵源電壓之間將會產生大量紋波，還可能會低于柵源之間的欠壓值，使驅動無輸出。因此，自舉電容Cbs的電荷應為最小值的二倍，則得到最小電容容值為：

其中：VD為自舉二極管正向壓降值；VLs為負載壓降值。

在功率MOSFET導通時，自舉二極管必須能夠阻止自舉電容向電源Vcc回饋電荷，應選擇快恢復二極管，且二極管的額定電流值ID=Qbs*f。

最后確定工作頻率10Khz時，自舉電容選的直插式電解電容47μF。

如圖2電壓檢測原理圖是由四個運算放大電路和一個高線性光耦HCNR201組成。HCNR201可用于隔離模擬信號具有0.01%低非線性、低成本和良好的穩定性應用在許多場合當中。

首先將電壓信號輸入到同相相加運算電路，將輸出結果輸入到反相積分電路，然后通過高線性光耦HCNR201，最后輸出到V_VS_OUT。其中Vol是經過Va、Vb、Vc或者直流電壓Udc輸入的差分放大電路輸出的，以Va、Vb為例可得輸出方程為：

因R9=R10=470KΩ，R11=R15=10KΩ，所以Vol=（Vb-Va）/47

而Volt_Bump為直流偏置電壓，其值為+5V的分壓部分，大小為1.67V左右。

當直流側輸入電壓0-47V時，電壓采樣輸出為1.67V~2.67V;當交流側輸入電壓-47V~47V時，電壓采樣輸出為0.67V~2.67V。

圖2 電壓檢測原理圖

  

如圖3為電流檢測原理圖，其中電流采樣為高性能霍爾元件ACS712TELC-20A，可實時檢測到電機定子電流，和直流電流。ACS712TELC-20A是目前Allegro芯片中典型元件，具有80KHZ帶寬，總輸出誤差為1.5％、體積小、價格低等優勢目廣泛應用于變頻器，伺服驅動，控制器等多個工控領域。

電流首先經過高性能霍爾元件ACS712TELC-20A，輸出后經過OP27G光耦隔離組成的差分放大電路，最后經過低通濾波電路得到C VS_OUT輸入到DSP中。

根據采樣芯片ACS712TELC-20A采樣電流和輸出電壓的關系為：

I_SAMPLE= -0.1×I+2.5               

對OP27G組成的差分放大電路進行“虛短和虛斷”計算，可得

因為R1=12KΩ，R2=5.1KΩ，R4=47KΩ，R5=39KΩ代入上式得

當直流側電流的0~5.45A，此時C_VS_OUT的范圍為1.72V~3V；交流側電流的正常范圍為-5.45A~5.45A，此時C_VS_OUT的范圍為0~3V。

圖3為電流檢測原理圖

  

與其余器件構成低通濾波器，采樣電阻精度可達千分之五。DSP的AD芯片是12位精度，故電流整體采樣精度可達0.5244%，進而為后期運算保證了檢測精度。

 

動態過程由系統的帶寬所決定，硬件采樣電壓、電流前經過了低通濾波器（截止頻率3000Hz）,經過濾波后的電壓電流動態響應迅速，但諧波量對于瞬時無功的計算仍有影響，經過對閉環伯德圖的分析，設置算法的控制帶寬最終為600Hz左右，保定了動態過程。