漏感 跟勵(lì)磁電感要分開討論

LZ，請教一下，對于正激，這個(gè)就是復(fù)位繞組的單管正激，

相比雙管有哪些優(yōu)勢呢？

如果初級兩繞組耦合的很理想可以等同于帶復(fù)位繞組的單管正激，外加的這個(gè)電容其實(shí)有很多好處，各自的優(yōu)缺點(diǎn)后面再分步討論。

準(zhǔn)備聽課

期待大作。。。。。

這種等效雙管電路的特性分析如下：

                                      圖6 電路演變

上圖6從（a）到（b）為等效變換，圖（b）去掉電容且將二極管下移變?yōu)槌Ｒ?guī)電路（c）。

如果初級側(cè)兩繞組耦合理想則電容不起作用可以不加，電路等效于帶去磁繞組的正激變換器（圖（c）），如果初級繞組耦合的不理想那么增加一顆電容就能實(shí)現(xiàn)無損吸收效果，所以這種電路是兼容了常規(guī)正激和無損吸收兩種特性的一種電路。

接下來開始發(fā)掘這種電路的特點(diǎn)：

第一，   可以不采用雙向并繞工藝，初級兩繞組的耦合程度決定了所需電容（可視為鉗位電容）的大小。

以正激電路為例假設(shè)初級繞組耦合不理想，不同鉗位電容下的仿真結(jié)果如下：

                               圖7 等效雙管正激在不同鉗位電容下的波形

上圖中實(shí)線為大鉗位電容波形、虛線為小鉗位電容波形。如果初級兩繞組耦合的不理想既漏感大就需要更大的鉗位電容，這點(diǎn)同RCD鉗位相似又因是無損吸收所以效率會(huì)高一些。

這VDS看起來怎么像CCM了？

管理員為什么不回私人信息也不通過QQ好友申請？

是CCM模式。

第二，   等效雙管正激的初級兩個(gè)繞組都具備驅(qū)動(dòng)能力提高了變壓器利用率。

下面對比雙管正激、單管正激及等效雙管正激電路特點(diǎn)：

                                              圖8 三種正激電路

（a）雙管正激多用了一個(gè)開關(guān)和一個(gè)二極管，驅(qū)動(dòng)相對復(fù)雜些。

（b）單管正激初級兩繞組需要較好的耦合度，最大的缺點(diǎn)是多出的復(fù)位繞組降低了變壓器的利用率。

（c）等效雙管正激初級的兩個(gè)繞組都可以利用上，兩繞組的電流可以通過漏感進(jìn)行調(diào)整提高了變壓器的利用率。

                                 圖9 單、雙管正激與等效雙管正激初級電流對比

圖9中虛線是單管及雙管正激初級電流（幾乎重合），兩條實(shí)線（ik1u、ik1d）分別是等效雙管正激中上繞組和下繞組中的電流，其中（a）圖是等漏感（b）圖上漏感略大于下漏感。

這個(gè)圖明偉有用！

用 肯定是很久就有的了。我們08年做的帶復(fù)位繞組的正激都已經(jīng)這樣用了。

不能有效的抑制輸出續(xù)流二極管的尖峰！

第三，   適當(dāng)?shù)穆└杏幸嬗诮档洼敵龆O管反向恢復(fù)引發(fā)的電流倒灌問題，下面以反激為例。

                          圖10 不同漏感對反向恢復(fù)問題的影響

上圖中漏感較小的情況下MOS管開通時(shí)刻有一尖峰電流這是由輸出二極管沒有及時(shí)關(guān)斷引起的，相同條件下略增大初級漏感這個(gè)尖峰電流就能得到有效抑制。

第四，   利用正反激拓?fù)淇山档妥儔浩黧w積。

                     圖11正反激電路與正激電路對比

正激電路為了避免產(chǎn)生過高的無功功率勵(lì)磁電感一般都設(shè)計(jì)的比較大導(dǎo)致變壓器體積也較大。采用正反激拓?fù)淇梢詫?lì)磁能量導(dǎo)入到輸出端解決了無功問題進(jìn)而可以減小勵(lì)磁電感降低變壓器體積。圖中電流波形分別為勵(lì)磁電流iLm1、無功電流idio1及輸出電流iLo1。

嚴(yán)格來講第三、第四點(diǎn)并不是這種等效雙管電路所獨(dú)有的特性。

你這個(gè)正反激的變壓器是一個(gè)還是兩個(gè)呢？還是采用磁集成的方式？

一個(gè)磁芯，普通變壓器。

同單管正激一樣這種電路最大的缺點(diǎn)是開關(guān)管上要承受2倍輸入電壓，比如在一些AC-DC應(yīng)用中需要用到800V的MOS管導(dǎo)致性價(jià)比不高。

一般單管正激可以通過調(diào)節(jié)復(fù)位繞組的匝數(shù)來降開關(guān)管電壓應(yīng)力，見下圖：

                   圖12 不等復(fù)位繞組的單管正激

如圖12將復(fù)位繞組設(shè)置為初級繞組的2倍，理論上MOS管承受電壓應(yīng)力為Vds=Vin+Vin/2 =1.5Vin。

實(shí)際上這種非等匝比繞組的漏感較難處理，因?yàn)槁└械拇嬖?/span>MOS管還會(huì)承受一個(gè)尖峰電壓，見下圖仿真：

                       圖13復(fù)位繞組耦合不理想引發(fā)尖峰電壓

上圖13輸入電壓100V，MOS管電壓理論鉗位值為100*1.5=150V，但漏感引起了很高的尖峰電壓，所以實(shí)際電路還需增加RCD鉗位電路不僅降低了效率還增加了電路的復(fù)雜度。

將之前的等效雙管電路稍作改進(jìn)不但可以解決開關(guān)管的耐壓問題還同時(shí)解決了漏感問題。

                 圖14 改進(jìn)版等效雙管正激電路及原理分析

如圖14所示，增加的輔助繞組相當(dāng)于增加了一個(gè)獨(dú)立電源，鉗位電容上的電壓由原來的Vin變?yōu)?/span>Vin-Va，MOS管上的電壓應(yīng)力也由2Vin變?yōu)?/span>2Vin-Va，而每個(gè)初級繞組上都有與之對應(yīng)的鉗位電路使漏感能量得到有效吸收，仿真結(jié)果如下：

                            圖15 改進(jìn)版等效雙管正激波形

圖15仿真結(jié)果顯示這種改進(jìn)后的等效電路達(dá)到了預(yù)期效果消除了由漏感引發(fā)的尖峰電壓。

由于不受漏感和工藝限制輔助繞組的匝數(shù)可以任意設(shè)計(jì)，這里取輔助繞組匝數(shù)為初級繞組的1/4，當(dāng)輸入電壓為DC310V時(shí)得到如下仿真波形：

                     圖16 輸入電壓Vin=DC310V、 Va=Vin/4的仿真波形

對于直流310V輸入，MOS管承受的電壓Vds=550V。

對應(yīng)的最大占空比公式為：

當(dāng)前參數(shù)下Dmax=0.429。

另外如果輔助繞組電壓Va采用獨(dú)立可調(diào)電壓源則最大占空比將不受此限制，由于增加了電路的成本和復(fù)雜度這里不做過多探討。