在傳統方案中，單級LLC（即前級沒有BOOST電路）根本不可能做到全電壓（輸入100-265V），借這次機會設計如下電源方案：
輸入功率100W輸入電壓：100-265VAC 50-60Hz；
超低待機功耗（小于0.15W）；
超小尺寸；
無散熱片；
原理圖：
實物圖：
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結帖啦，中途炸過機，改過板子，花費了很多時間。
混合合遲滯控制，
256301 使用了一種新型控制方案 - 混合遲滯控制 (HHC)，來提供一流的輸入電壓和負載瞬態性能。該控制方 法使得補償器的設計十分簡單。該控制方法還便于更加輕松高效地進行輕負載管理。改進的線路瞬態性能可降低大 容量電容器/輸出電容器值，減少系統成本。
HHC 是一種整合了傳統頻率控制和電荷控制的控制方法，亦即，它是一種電荷控制方法，但增加了頻率斜坡補 償。與傳統頻率控制相比，它將功率級傳遞函數從二階系統變為一階系統，因此很容易進行補償。控制力度與輸入 電流直接相關，因此可實現一流的輸入電壓和負載瞬變。與電荷控制方法相比，混合遲滯控制增加了頻率斜坡補 償，避免了不穩定狀況。頻率補償確保系統始終保持穩定，也降低了輸出阻抗。更低的輸出阻抗使得瞬態性能比電 荷控制更加出色。
HHC 解決了以下問題：
幫助 LLC 轉換器實現一流的負載瞬變和輸入電壓瞬變
將小信號傳遞函數變為一階系統，非常容易進行補償，而且可以實現極高帶寬
通過頻率補償帶來固有的穩定性
讓間歇模式控制高效優化變得更為簡單
下圖展示了 HHC 在 UCC25630 中的實現方式：一個電容分壓器（C1 和 C2）和兩個匹配良好的控制電流源。
這里分享一下在不同開關模式的功率轉換應用中，功率型 MOSFET 和 IGBT 對自舉式柵極驅動電路的要求。
本節重點講在不同開關模式的功率轉換應用中，功率型 MOSFET 和 IGBT 對自舉式柵極驅動電路的要求。當輸 入電平不允許高端N溝道功率型MOSFET或IGBT使用 直接式柵極驅動電路時，我們就可以考慮自舉式柵極驅 動技術。這種方法被用作柵極驅動和伴發偏置電路，兩 者都以主開關器件的源極作為基準。驅動電路和以兩個 輸入電壓作為擺幅的偏置電路，都與器件的源極軌連。 但是，驅動電路和它的浮動偏置可以通過低壓電路實 現，因為輸入電壓不會作用到這些電路上。驅動電路和 接地控制信號通過一個電平轉換電路相連。該電平轉換 電路必須允許浮動高端和接地低端電路之間存在高電壓 差和一定的電容性開關電流。高電壓柵極驅動 IC 通過獨 特的電平轉換設計差分開。為了保持高效率和可管理的 功耗，電平轉換電路在主開關導通期間，不能吸收任何 電流。對于這種情況，我們經常使用脈沖式鎖存電平轉 換器，如圖 下圖所示。
自舉式電路在高電壓柵極驅動電路中是很有用的，其工 作原理如下。當 VS 降低到 IC 電源電壓 VDD 或下拉至地 時 （低端開關導通，高端開關關斷），電源 VDD 通過自 舉電阻， RBOOT，和自舉二極管， DBOOT，對自舉電容 CBOOT，進行充電，如圖 2 所示。當 VS 被高端開關上拉 到一個較高電壓時，由 VBS 對該自舉電容充電，此時， VBS 電源浮動，自舉二極管處于反向偏置，軌電壓 （低 端開關關斷，高端開關導通）和 IC 電源電壓 VDD，被隔 離開。
自舉式電路具有簡單和低成本的優點，但是，它也有一 些局限。 占空比和導通時間受限于自舉電容 CBOOT，刷新電荷所 需時間的限制。
這個電路大的難點在于：當開關器件關斷時，其源極 的負電壓會使負載電流突然流過續流二極管，如圖 3 所 示。
該負電壓會給柵極驅動電路的輸出端造成麻煩，因為它 直接影響驅動電路或 PWM 控制集成電路的源極 VS 引 腳，可能會明顯地將某些內部電路下拉到地以下，如圖 4 所示。另外一個問題是，該負電壓的轉換可能會使自舉 電容處于過壓狀態。 自舉電容 CBOOT，通過自舉二極管 DBOOT，被電源 VDD 瞬間充電。 由于 VDD 電源以地作為基準，自舉電容產生的大電壓 等于 VDD 加上源極上的負電壓振幅。
完整的高電壓柵極驅動集成電路都含有寄生二極管， 它被前向或反向擊穿，就可能導致寄生 SCR 閉鎖。閉鎖 效應的終結果往往是無法預測的，破，壞范圍從器件工 作時常不穩定到完全失效。柵極驅動集成電路也可能被 初次過壓之后的一系列動作間接損壞。例如，閉鎖導致 輸出驅動置于高態，造成交叉傳導，從而導致開關故障， 并終使柵極驅動器集成電路遭受災難性破，壞。如果功 率轉換電路和/或柵極驅動集成電路受到破，壞，這種失效 模式應被考慮成一個可能的根本原因。下面的理論極限 可用來幫助解釋VS電壓嚴重不足和由此產生閉鎖效應之 間的關系。
在第一種情況中，使用了一個理想自舉電路摂，該電路 的 VDD 由一個零歐姆電源驅動，通過一個理想二極管連 接到 VB，如圖 9 所示。當大電流流過續流二極管時，由 于 di/dt 很大，VS 電壓將低于地電壓。這時，閉鎖危險發 生了，因為柵極驅動器內部的寄生二極管 DBS，終沿 VS 到 VB 方向導通，造成下沖電壓與 VDD 疊加，使得自 舉電容被過度充電，如圖 10 所示。 例如：如果 VDD=15 V，VS 下沖超過 10 V，迫使浮動電 源電壓在 25 V 以上，二極管 DBS 有被擊穿的危險，進而 產生閉鎖。
假想自舉電源被理想浮動電源替代，如圖 11 所示，這 時， VBS 在任何情況下都是恒定的。注意利用一個低電 阻輔助電源替代自舉電路，就能實現這種情況。這時， 如果 VS 過沖超過數據表 (datasheet) 規定的大 VBS 電 壓，閉鎖危險就會發生，因為寄生二極管 DBCOM 終沿 COM 端到 VB 方向導通，如圖 12 所示。
一種實用的電路可能處在以上兩種極限之間，結果是 VBS 電壓稍微增大，和 VB 稍低于 VDD，如圖 13 所示
準確地說，任何一種極限情況都是流行的，檢驗如下。 如果 VS 過沖持續時間超過 10 個納秒，自舉電容 CBOOT 被過充電，那么高端柵極驅動器電路被過電壓應力破，壞，因為 VBS 電壓超過了數據表指定的絕對大電壓 (VBSMAX) 。設計一個自舉電路時，其輸出電壓不能超過 高端柵極驅動器的絕對大額定電壓。
負電壓的振幅是：
為了減小流過寄生電感的電流隨時間變化曲線的斜度， 要使等式 1 中的導數項小。 例如，如果帶 100 nH 寄生電感的 10 A、25 V 柵極驅動器 在50 ns內開關，則VS與接地之間的負電壓尖峰是20 V。
其中 QTOTAL 是電容器的電荷總量。 自舉電容的電荷總量通過等式 4 計算：
其中： VDD= 柵極驅動器的電源電壓；和 VF= 自舉二極管正向電壓降 [V] 計算自舉電容為：
QGATE = 柵極電荷的總量 ILKGS = 開關柵 - 源級漏電流；
ILKCAP = 自舉電容的漏電流；
IQBS = 自舉電路的靜態電流；
ILK = 自舉電路的漏電流；
QLS= 內部電平轉換器所需要的電荷，對于所有的高壓 柵極驅動電路，該值為 3 nC ；
tON = 高端導通時間；
ILKDIODED = 自舉二極管的漏電流；
例如：當使用外部自舉二極管時，估算自舉電容的大 小。
自舉二極管 =UF4007
VDD = 15 V
QGATE = 98 nC （大值）
ILKGS = 100 nA （大值）
ILKCAP = 0 ( 陶瓷電容 )
IQBS = 120 μA （大值）
ILK = 50 μA （大值）
QLS = 3 nC
TON = 25 μs （在 fs=20 KHz 時占空比 =50%）
ILKDIODE = 10 nA 如果自舉電容器在高端開關處于開啟狀態時，大允許 的電壓降是 1.0 V，小電容值通過等式 3 計算。
自舉電容計算如下：
外部二極管導致的電壓降大約為 0.7 V。假設電容充電 時間等于高端導通時間 （占空比 50%）。根據不同的自 舉電容值，使用以下的等式：
其中：
ICHARGE = 自舉電容的充電電流；
RBOOT = 自舉電阻；
tCHARGE = 自舉電容的充電時間 ( 低端導通時間 )
不要超過歐姆值（典型值 5~10 Ω），將會增加 VBS 時間 常數。當計算大允許的電壓降 (VBOOT) 時，必須考慮 自舉二極管的電壓降。如果該電壓降太大或電路不能提 供足夠的充電時間，我們可以使用一個快速恢復或超快 恢復二極管。
如圖 1 所示，自舉電路對于高電壓柵極驅動器是很有用 的。但是，當主要 MOSFET(Q1) 的源極和自舉電容 (CBOOT) 的負偏置節點位于輸出電壓時，它有對自舉電 容進行初始化啟動和充電受限的問題。啟動時，自舉二 極管 (DBOOT) 可能處于反偏，主要 MOSFET(Q1) 的導通 時間不足，自舉電容不能保持所需要的電荷，如圖 1 所 示。
在某些應用中，如電池充電器，輸出電壓在輸入電源加 載到轉換器之前可能已經存在了。給自舉電容 (CBOOT) 提供初始電荷也許是不可能的，這取決于電源電壓 (VDD) 和輸出電壓 (VOUT) 之間的電壓差。假設輸入電壓 （VDC）和輸出電壓 (VOUT) 之間有足夠的電壓差，由啟 動電阻 (RSTART)，啟動二極管 (DSTART) 和齊納二極管 (DSTART) 組成的電路，可以解決這個問題，如圖 14 所 示。在此啟動電路中，啟動二極管 DSTART 充當次自舉二 極管，在上電時對自舉電容 (CBOOT) 充電。自舉電容 (CBOOT) 充電后，連接到齊納二極管DZ，在正常工作時， 這個電壓應該大于驅動器的電源電壓 (VDD) 。啟動電阻 限制了自舉電容的充電電流和齊納電流。為了獲得大 的效率，應該選擇合適的啟動電阻值使電流極低，因為 電路中通過啟動二極管的自舉路徑是不變的。
在第一個選項中，自舉電路包括一個小電阻，RBOOT，它 串聯了一個自舉二極管，如圖15所示。自舉電阻RBOOT， 僅在自舉充電周期用來限流。自舉充電周期表示VS降到 集成電路電源電壓 VDD 以下，或者 VS 被拉低到地（低 端開關導通，高端開關關閉）。電源 VCC，通過自舉電阻 RBOOT 和二極管 DBOOT，對自舉電容 CBOOT 充電。自舉 二極管的擊穿電壓(BV)必須大于VDC，且具有快速恢復 時間，以便小化從自舉電容到VCC電源的電荷反饋量。
這是一種簡單的，限制自舉電容初次充電電流的方法， 但是它也有一些缺點。占空比受限于自舉電容 CBOOT 刷 新電荷所需要的時間，還有啟動問題。不要超過歐姆值 （典型值 5~10 Ω），將會增加 VBS 時間常數。低導通 時間，即給自舉電容充電或刷新電荷的時間，必須匹配 這個時間常數。該時間常數取決于自舉電阻，自舉電容 和開關器件的占空比，用下面的等式計算：
其中 RBOOT 是自舉電阻； CBOOT 是自舉電容； D 是占 空比。
RVS不僅用作自舉電阻，還用作導通電阻和關斷電阻，如 圖 17。自舉電阻，導通電阻和關斷電阻通過下面的等式 計算：
前排就位
