1.   任務

設計并制作一個變流器及負載試驗時的能量回饋裝置，其結構如圖1所示。

變流器進行負載試驗時，需在其輸出端接負載。通常情況下，輸出電能消耗在該負載上。為了節能，應進行能量回饋。負載試驗時，變流器1（逆變器）將直流電變為交流電，其輸出通過連接單元與變流器2（整流器）相連，變流器2將交流電轉換成直流電，并回饋至變流器1的輸入端，與直流電源一起共同給變流器1供電，從而實現了節能。

2．要求

（1）變流器1輸出端c、d僅連接電阻性負載，變流器1能輸出50Hz、25V±0.25V、2A的單相正弦交流電。                                                    （20分）

（2）在要求（1）的條件下，變流器1輸出交流電的頻率范圍可設定為20Hz～100H，

步進1Hz。                                                               （15分）

（3）變流器1與能量回饋裝置按圖1所示連接，系統能實現能量回饋，變流器1輸出電流I1= 1A。                                                             （20分）

（4）變流器1與能量回饋裝置按圖1所示連接，變流器1輸出電流I1= 2A，要求直流電源輸出功率Pd越小越好。

3．說明

（1）圖1所示的變流器1及能量回饋裝置僅由直流電源供電，直流電源可采用實驗室的直流穩壓電源。

（2）圖1中的“連接單元”可根據變流器2的實際情況自行確定。

（3）電路制作時應考慮測試方便，合理設置測試點。

（4）能量回饋裝置中不得另加耗能器件。

（5）圖1中，a、b與c、d端應能夠測試，a、c端應能夠測量電流；c、d端應能夠斷開，另接其他阻性負載。

隨著科技的發展，各種各樣的電子設備的能量損耗也日益增多。如何把電路裝置中損耗的能量利用回收成為了當今電子技術行業的一項重要研究。已知目前的能量回饋技術主要應用于電梯、礦山提升機、港口起重機、工廠離心機、油田抽油機等多種場合，而在電源方面應用較少。本課題變流器負載實驗中的能量回饋裝置設計則敘述了一種較為詳細的應用于變流器帶載時的損耗能量回饋設計，提出了一種關于電源能量回饋節能的參考方案。

國外，為了解決電動機處于再生發電狀態產生的再生能量，德國西門子公司已經推出了電機四象限運行的電壓型交-直-交變頻器，日本富士公司也成功研制了電源再生裝置，如RHR系列、FRENIC系列電源再生單元，它把有源逆變單元從變頻器中分離出來，直接作為變頻器的一個外圍裝置，可并聯到變頻器的直流側，將再生能量回饋到電網中。同時，國外有研制四象限電壓型交-直-交變頻器及電網側脈沖整流器。上述裝置普遍存在價格昂貴，再加上一些產品對電網的要求很高，不適合我國的國情的問題。

國內，在中小容量系統中大都采用能耗制動方式，即通過內置或外加制動電阻的方法將電能消耗在大功率電阻器中，該方法雖然簡單，有如下嚴重缺點：

(1) 浪費能量，降低了系統的效率。(2) 電阻發熱嚴重，影響系統的其他部分正常工作。(3) 有時不能及時抑制快速制動產生的泵升電壓，限制了制動性能的提高。 同時，國內關于中小容量系統能量回饋控制的研究正在進行，但基本上都處于實驗階段。

目前，國內使用能量回饋系統的大功率設備主要有，船廠、港口等地的大型起重機，礦山中提升礦石的提升機，工廠中分離物質的大型離心機，油田的大型抽油機。其次，應用最普遍的是各類大容量的電梯。

該方法的實現有以下幾種方案：

方案一：等面積法。該方案實際上就是SPWM法原理的直接闡釋,用同樣數量的等幅而不等寬的矩形脈沖序列代替正弦波,然后計算各脈沖的寬度和間隔,并把這些數據存于微機中,通過查表的方式生成PWM信號控制開關器件的通斷，以達到預期的目的.由于此方法是以SPWM控制的基本原理為出發點，可以準確地計算出各開關器件的通斷時刻，其所得的的波形很接近正弦波，但其存在計算繁瑣，數據占用內存大，不能實時控制的缺點.

方案二：硬件調制法。硬件調制法是為解決等面積法計算繁瑣的缺點而提出的,其原理就是把所希望的波形作為調制信號，把接受調制的信號作為載波,通過對載波的調制得到所期望的PWM波形.通常采用等腰三角波作為載波,當調制信號波為正弦波時,所得到的就是SPWM波形.其實現方法簡單，可以用模擬電路構成三角波載波和正弦調制波發生電路,用比較器來確定它們的交點,在交點時刻對開關器件的通斷進行控制,就可以生成SPWM波.但是，這種模擬電路結構復雜，難以實現精確的控制，不易改變輸出頻率且成本較高。

方案三：采用純獨立元器件搭SPWM輸出系統。優點是穩定性高，缺點是元器件數量過多，電路設計麻煩，增加調試難度，可靠性降低，出現問題時不容易排除。

方案四：軟件生成法。由于微機技術的發展使得用軟件生成SPWM波形變得比較容易,因此，軟件生成法也就應運而生.軟件生成法其實就是用軟件來實現調制的方法。使用具有產生SPWM功能的單片機（stm32），采用正弦表掃描方法用軟件輸出SPWM，進而驅動逆變電路。優勢：不用額外設計電路，控制可靠，價格成本適當，且單片機性能優良穩定性較好，且能實現頻率步進可調。

方案一：采用單相半橋逆變電路，優勢是電路設計比較簡單，元器件較少。缺點是輸出電壓幅值為輸入的一半且帶載能力不強，負載過大時電壓波形會出現嚴重失真，直流側需要兩電容串聯，要控制兩者電壓均衡。

方案二：采用單相全橋逆變電路，因為全橋逆變在一個周期內輸出由正負段疊加，單相全橋逆變電路相比于半橋逆變電路，故此在相同輸出的情況下，理論上的輸出是半橋輸出電壓的兩倍。這樣輸出電壓相對更大，且帶載時的波形畸變比較小。

綜上，由于設計要求輸出的電壓為25V±0.5V，采用半橋逆變理論上至少需要輸入電壓為50V，此時電源輸出功率Pd較大，達不到設計要求，故此我選用全橋逆變電路。目前大部分逆變電路都是采用的電壓型逆變，因為它的技術更成熟，且電壓源供電比電流源供電更容易控制，故本設計采用電壓型單相全橋逆變電路。

本設計采用的是IR2104半橋驅動器，IR2104是高壓、告訴功率型場效應管（POWER MOSFE）和絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）的帶高、低端參考輸出通道的驅動器件。采用高壓集成電路和鎖存器專用技術在不使用CMOS技術的情況下仍可實現增強型結構。邏輯輸入可與標準CMOS或LSTTL輸出相匹配，電壓可低至3.3V。輸出驅動特性為采用一個高脈沖電流緩沖級設計來達到最小的跨導值。采用浮動通道技術驅動的N溝道功率MOSFET或IGBT高壓側可在10~600V電壓下工作.

自舉原理：自舉就是讓一個點的電位抬高，但這個抬高是相對的。如圖3-2來說，當上橋臂通的時候，HO1點相對于VS1點抬高，這叫自舉。通過HO1和VS1的電位差，自舉可以使得上橋臂的Q1（見圖3-3，下同）得以導通。上管通,下管斷,下管通，上管斷。當全橋下管導通，VS1和Q1都是低電平，這時12V直流電源對C5、C7充電。等換路時，左上角上管導通，此時，Q1處在可變電阻區，Q1管的ds端近似理解為導線，VS1點電位被抬高到30V左右，HO1和VS1之間有電容，兩端電壓不突變，所以C5和C7的左邊那端就充當了電源，把HO1點電位抬高到12+電容兩端電壓。同理，可以解釋HO2點位的自舉。

逆變電路與整流電路相對應，把直流電變成交流電稱為逆變。在電路設計當中，全橋的作用非常重要，當橋式整流電路當中的四個二極管封裝在一起時就構成了全橋電路，而全橋電路實際上就是我們常說的H橋電路。

H橋式電機驅動電路包括4個MOS管和一個電機。要使電機運轉，必須導通對角線上的一對三極管。根據不同三極管對的導通情況，電流會從左至右或從右至左流過電機，從而控制電機的轉向。通常，大功率電機、變頻器等，末端都是由大功率管、IGBT等元件組成的H橋或3相橋。每個橋的上半橋和下半橋是是絕對不能同時導通的，但高速的PWM驅動信號在達到功率元件的控制極時，往往會由于各種各樣的原因產生延遲的效果，造成某個半橋元件在應該關斷時沒有關斷，進而使功率元件燒毀。

另外，全橋逆變電路負載兩端的電壓幅度是半橋逆變電路的兩倍。相對于本設計，單片機產生兩組互補SPWM波分別給IR2104的輸入口，然后HO1、LO1端產生一組互補波，并且IR2104自帶死區，此時MOS管是交替導通的，避免上下橋臂同時導通。

如圖3-3，當Q1管和Q4管導通時，電流就從電源正極經Q1從左至右穿過電機，然后再經Q4回到電源負極，同樣，當Q2和Q3導通時，電流就從電源正極經過Q3從右至左穿過電機，然后再經過Q2回到電源負極。

從單相全橋逆變電路出來的SPWM波還是矩形波，需要把SPWM波還原為設定頻率的正弦波。本設計要求輸出2A以上的電流，因為RC結構的低通濾波器電阻會耗能，不能采用，所以選擇LC低通濾波器。當占空比大于1：1的脈沖到來時，C充電時間大于放電時間，輸出電平上升：窄脈沖到來時，放電時間長，輸出電平下降，正好與正弦幅度變化相一致。

普通變壓器是根據電器設備需要的電壓和電流高低,把它們控制在一個需要的使用范圍內。隔離變壓器主要是隔離電源與負荷，使兩邊不存在直接的電的聯系。一般用在低壓儀器及實驗上。隔離變壓器與普通變壓器具有共同點，他們的工作原理都是利用電磁感應原理。隔離變壓器則更偏重于隔離電壓保護設備以及保護使用者的人身安全。根據所學的相關專業，本設計選用18V-36V的普通升壓變壓器，原理簡單，性能穩定，價格實惠，能達到設計的需求。

STM32產生SPWM波

本次設計的重點，是在以STM32為主控核心控制器的作用下，利用程序算法產生兩路單極性的SPWM波且作用在MOS驅動上。SPWM全稱正弦脈沖寬度調制技術，是用一系列等幅不等寬的脈沖等效正弦波。SPWM技術是基于“面積相等，效用等效”原理，即形狀不同的窄脈沖信號對于時間的積分相等(面積相等)，其效果相同。將半周期的正弦波在時間軸上等分成若干份，這些部分的面積依次呈先增大，再減小的趨勢變化，面積兩邊對稱；若每一部分用對應面積相等，等寬不等幅的矩形脈沖代替，則這些脈沖的高度就會呈現依次先增高，再降低的趨勢，脈沖高度兩邊對稱；進一步說，如果被等分的正弦波與橫軸圍成的區域用對應面積相等，等幅不等寬的矩形脈沖代替，則這一系列脈沖的寬度就會依次呈現出先變寬，后變窄，寬度兩邊對稱的有規律的變化。SPWM波正是用一系列等幅不等寬的矩形脈沖來等效正弦波的。 

如圖4-2所示，當ALIENTEK MiniSTM32 V3版開發板通上電以后，輸出的兩路SPWM波分別在PA8、PA13引腳上。按下按鍵WK_UP，此時為調節頻率的模式，KEY0鍵和KEY1鍵分別為增加和減小頻率。當再次按下WK_UP時，此時切換到調節調制比的模式，KEY0鍵和KEY1鍵分別為增加和減小調制比。只需要控制WK_UP鍵，就可以控制頻率或者調制比的加減。

（1） 損耗來源

a) LC（當中心頻率與所要濾除的分量相差較大時損耗比較大，在實際情況中，采用的是大型的繞線電感，偏差可能會比較大）。

b) 消耗在MOS管上的損耗。

c) 整流橋上二極管的壓降。

（2） 在接上負載的情況下，逆變出來的電壓會降低

（3） 多階濾波器效果會更好，電容選擇MKP Hi-Fi電容，耐壓大，無極電容，誤差較小，綜合耗材考慮，采用二階LC濾波器

（4） 測試MOS管是否被擊穿：萬用表二極管擋位下測漏極和源極的電壓大致為0.5~0.6伏，(紅表筆接源極，黑表筆接漏極)

（5） 關于MOS管的選型:

IRF3205,IRF540,CSD18533,CSD19535

pwm是脈寬調制,在電力電子中，最常用的就是整流和逆變。這就需要用到整流橋和逆變橋。對三相電來說，就需要三個橋臂。以兩電平為例，每個橋臂上有兩個電力電子器件，比如igbt。這兩個igbt不能同時導通，否則就會出現短路的情況。因此，設計帶死區的pwm波可以防止上下兩個器件同時導通。也就是說，當一個器件導通后關閉，再經過一段死區，這時才能讓另一個導通。     死區就是在上半橋關斷后，延遲一段時間再打開下半橋或在下半橋關斷后，延遲一段時間再打開上半橋，從而避免功率元件燒毀。這段延遲時間就是死區。(就是上、下半橋的元件都是關斷的)死區時間控制在通常的低端單片機所配備的PWM中是沒有的。選用STM32F1系列的單片機SPWM波輸出可以控制死區時間，但是鑒于IR2104輸出自帶適合的死區時間，所以不用考慮單片機輸出死區時間     死區時間是PWM輸出時，為了使H橋或半H橋的上下管不會因為開關速度問題發生同時導通而設置的一個保護時段，所以在這個時間，上下管都不會有輸出，當然會使波形輸出中斷，死區時間一般只占百分之幾的周期。但是PWM波本身占空比小時，空出的部分要比死區還大，所以死區會影響輸出的紋波，但應該不是起到決定性作用的。

變流器負載實驗中的能量回饋裝置采用STM32為核心實現了將直流逆變為交流消耗在負載上，并實現連接單元連接整流器輸出直流連接至逆變器輸入端，實現能量的回饋，從而實現了節能。變流器1輸出頻率誤差小于0.1%，并能實現1hz步進可調，輸出電壓上下波動小于0.10伏，電源輸出功率Pd小于10%，能量回饋高達80%以上。