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頂帖學(xué)習(xí)

MOS管有兩個(gè)特性曲線，轉(zhuǎn)移特性曲線和輸出特性曲線。

 

                               圖1-2-1 增強(qiáng)型NMOS轉(zhuǎn)移特性曲線及近似方程

轉(zhuǎn)移特性一般用夸導(dǎo)來表述，g_m=△i_D/△V_GS|V_DS，反映了柵極電壓對(duì)漏極電流的控制。

 

                           圖1-2-2增強(qiáng)型 NMOS輸出特性曲線及近似方程

上圖將可變電阻區(qū)近似為可控電阻來分析。

實(shí)際選取了一顆STD11N60DM2增強(qiáng)型NMOS管來分析（資料見一樓），實(shí)際的MOS曲線和圖1-2-1及圖1-2-2的理論曲線是有區(qū)別的，所以近似特性方程需做一些修正。

 

                                               圖1-3 修正的轉(zhuǎn)移特性曲線

精確的轉(zhuǎn)移特性曲線方程應(yīng)該是比較復(fù)雜的，這里采用分段線性化的方式將曲線描繪出來（段分的越細(xì)曲線越相似），最終為了計(jì)算的方便實(shí)際只取了其中一段既上圖左圖中的藍(lán)色虛線，g_m=10.5A/V（根據(jù)參考資料夸導(dǎo)的量綱應(yīng)為mA/V），開啟電壓V_T=5.7V。

實(shí)際的輸出特性曲線和理論值就差別更大了，

 

                                          圖1-4 實(shí)際輸出特性曲線

這顆MOS的耐壓為600V，正常應(yīng)用時(shí)電壓會(huì)比較高所以可以忽略了這個(gè)低壓段的線性區(qū)，因?yàn)榇藭r(shí)電壓相對(duì)比較低所以對(duì)損耗影響比較小但會(huì)影響到米勒平臺(tái)開通時(shí)間的計(jì)算。

另外從圖1-1的MOS管模型可以看到寄生電容C_gd和C_ds是跟電壓V_DS有關(guān)的可變電容，這里先假設(shè)其為恒定不變的。一般數(shù)據(jù)手冊(cè)給的三個(gè)電容值定義如下：

 

計(jì)算模型及參數(shù)如下：

 

                                       圖1-5 計(jì)算模型及參數(shù)

開關(guān)電源中的電感可近似為恒流源，所以計(jì)算時(shí)MOS管的最大流會(huì)被鉗位在I_o處，并設(shè)MOS管開啟前的電壓V_DS=480V。

先分析導(dǎo)通過程的步驟：

1、導(dǎo)通過程第一階段：

將柵極驅(qū)動(dòng)電壓V_gs<=V_T階段（V_T為開啟電壓）定義為第一階段，此時(shí)等效為下圖的RC充電電路，

 

                           圖2-1-1 導(dǎo)通過程第一階段等效電路

利用RC充放電公式就可以把第一階段的波形描繪出來，

 

                                        圖2-1-2 導(dǎo)通過程第一階段波形

上圖第一階段漏極電壓480V，漏極電流0A，柵極驅(qū)動(dòng)12V，柵極電壓為RC充電波形。

2、導(dǎo)通過程第二階段：

當(dāng)柵極電壓大于開啟電壓VT后MOS管導(dǎo)通，此時(shí)MOS管中的電流遵循轉(zhuǎn)移特性曲線規(guī)律既此刻需要用到夸導(dǎo)g_m了，將電流從零升至I_o=10A的這一段定義為第二階段。

 

                                        圖2-2-1 導(dǎo)通過程第二階段等效電路

這一階段如上圖紅色箭頭的電流逐漸減小綠色箭頭的電流逐漸增大，總電流之和還是10A，由于電壓V_DS=480V不變，所以這個(gè)階段的柵極電壓還是遵循RC充電規(guī)律，波形如下：

 

                                       圖2-2-2 導(dǎo)通過程第二階段波形

3、導(dǎo)通過程第三階段：

當(dāng)漏極電流I_D=I_o=10A后電感電流全部流經(jīng)MOS管，此時(shí)MOS管電壓V_DS開始下降，當(dāng)下降到接近零時(shí)第三階段結(jié)束。等效電路如下：

 

                                  圖2-3-1 導(dǎo)通過程第三階段等效電路

由于電流I_D=10A恒定不變根據(jù)轉(zhuǎn)移特性曲線柵極電壓V_GS被鉗位在I_D/g_m，由于V_GS電壓不變所以無電流流經(jīng)電容Cgs，根據(jù)上圖紅色電流路徑可列出方程t3*(V_drive-V_T-V_GS)/R_g=Cgd*(V_ds-V_drive)≈C_gd*V_ds從而得出階段三的波形曲線如下：

 

                                    圖2-3-2 導(dǎo)通過程第三階段波形

這一階段柵極的驅(qū)動(dòng)電壓由于被漏極電流所鉗位不發(fā)生變化呈一個(gè)平臺(tái)狀，這個(gè)平臺(tái)又稱米勒平臺(tái)。

4、導(dǎo)通過程第四階段：

當(dāng)漏極電壓Vds接近0V后轉(zhuǎn)移特性消失，此時(shí)Vgs電壓又重新恢復(fù)了RC充電特性，由于RC充電曲線到了后期比較平緩所以取驅(qū)動(dòng)電壓的0.9倍為階段4的截止時(shí)間。

 

                                     圖2-4-1  導(dǎo)通過程第四階段波形

綜上MOS管導(dǎo)通過程中只在階段2和階段3發(fā)生了電流、電壓的交疊存在開關(guān)損耗，驅(qū)動(dòng)損耗和總的導(dǎo)通時(shí)間有關(guān)。

關(guān)斷過程的步驟：

關(guān)斷過程跟導(dǎo)通過程相似也分四個(gè)階段也有米勒平臺(tái)，關(guān)斷過程波形如下：

 

                                            圖2-5 關(guān)斷過程波形

有幾處不同，驅(qū)動(dòng)電路的下拉晶體管有一定的飽和壓降，驅(qū)動(dòng)電壓拉不到零；電感電流經(jīng)歷了Ton后會(huì)變大所以關(guān)斷時(shí)刻的Io要比導(dǎo)通時(shí)的大；關(guān)斷時(shí)刻的漏極電壓大于等于導(dǎo)通時(shí)的漏極電壓（Vds）。綜上關(guān)斷損耗大于開通損耗，不過一般驅(qū)動(dòng)電阻Rg上會(huì)采取反并聯(lián)一個(gè)二極管的措施，可以有效降低關(guān)斷損耗。

按圖1-5的參數(shù)對(duì)Saber中的MOS管進(jìn)行設(shè)置，首先設(shè)置轉(zhuǎn)移特性曲線如下：

 

                                  圖2-6-1 設(shè)置轉(zhuǎn)移特性曲線

輸出特性曲線中只能讓其中一根重合，不知是不是方法不對(duì)目前這部分沒有做設(shè)置同Mathcad計(jì)算一樣會(huì)帶來一些誤差。下面的是Saber仿真和Mathcad計(jì)算對(duì)比：

 

                                    圖2-6-2 Saber和Mathcad結(jié)果對(duì)比

因?yàn)榧僭O(shè)的條件相近所以二者的結(jié)果也比較相近的，由于之前忽略了電容可變及輸出特性中的可變電阻區(qū)所以跟真實(shí)的MOS管會(huì)有一些差別，對(duì)比如下：

 

                                      圖2-6-3 Saber與實(shí)際MOS曲線對(duì)比

如上圖所示實(shí)際MOS的米勒平臺(tái)比仿真和計(jì)算的結(jié)果要寬，不過多出的這一部分對(duì)應(yīng)的Vds電壓已經(jīng)降為零所以對(duì)開關(guān)損耗沒太大影響，對(duì)驅(qū)動(dòng)損耗的計(jì)算會(huì)產(chǎn)生一些影響。

對(duì)方程做了點(diǎn)修正，將時(shí)間t3（米勒平臺(tái)）放大1.8倍用來修正可變電阻區(qū)和可變電容的誤差。

 

                                        圖2-7 米勒平臺(tái)時(shí)間修正

見上左圖紅圈處，可變電阻區(qū)和可變電容引發(fā)曲線偏轉(zhuǎn)導(dǎo)致米勒平臺(tái)的時(shí)間延長(zhǎng)了。

上面的仿真和計(jì)算都是在實(shí)驗(yàn)室條件下建立的，在實(shí)際電路中會(huì)存在寄生電感或變壓的器漏感等因素都將引起曲線的變化，另外DCM模式和CCM模式下開關(guān)的損耗對(duì)比，CCM模式下反向恢復(fù)對(duì)損耗的影響，漏感、驅(qū)動(dòng)電阻對(duì)損耗的影響等問題都需進(jìn)一步的分析。

為創(chuàng)造相同的測(cè)試條件，設(shè)計(jì)了一個(gè)1100W的反激電源，參數(shù)如下：

 

                                     圖3-1 1100W反激變壓器參數(shù)

將之前按數(shù)據(jù)手冊(cè)設(shè)計(jì)好的MOS管放到實(shí)際的仿真電路中測(cè)試，首先是沒有漏感的測(cè)試情況：

 

                                                 圖3-2 無漏感反激測(cè)試

在仿真中沒找到Vgs電壓曲線，這里放置了柵極電流Ig來替代，從上圖看Vds電壓和漏極電流Id都和之前的仿真、計(jì)算結(jié)果相近。上述仿真參數(shù)Time step設(shè)置為10n耗時(shí)較久，后面的仿真都會(huì)按100nS來設(shè)置在波形上會(huì)有些失真。

其次給變壓器上加6uH的漏感，仿真結(jié)果如下：

 

                                                圖3-3 加6uH漏感仿真結(jié)果

漏極電流的di/dt被漏感限制的比較低呈現(xiàn)“零電流”開通模式，測(cè)了一下這個(gè)di/dt=（Vin+Vor)/Lr確實(shí)是符合的。這里就有些困惑了，因?yàn)槁└械拇嬖冢?/span>1%左右）CCM反激開關(guān)沒有了開通損耗（關(guān)斷損耗會(huì)加重）？那輸出二極管的反向恢復(fù)問題又該如何解釋呢？

把時(shí)間軸拉長(zhǎng)并模擬發(fā)生反向恢復(fù)時(shí)的情形如下：

 

                                       圖3-4 反向恢復(fù)引發(fā)尖峰電流

如上圖所示，一般的二極管反向恢復(fù)時(shí)間是百nS級(jí)的跟MOS的開通時(shí)間不是一個(gè)量級(jí)的，反向恢復(fù)電流的di/dt受輸入、輸出測(cè)漏感限制，有漏感存在的情況下，MOS管的開通都近乎零電流開通即便是在CCM模式，進(jìn)而得出增大漏感可以有效限制反向恢復(fù)電流的結(jié)論。

DCM模式下也一定不存在輸出二極管的反向恢復(fù)問題，但是CCM模式時(shí)增大漏感會(huì)降低效率，如果漏感的能量也能傳遞給負(fù)載那么就可以一舉兼得了，一種兼容DCM&CCM優(yōu)點(diǎn)的反激電路就這樣產(chǎn)生了。

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同樣這種思路可以用在CCM模式的Buck電路上：

                                    圖3-5 CCM&DCM串聯(lián)模式Buck電路

圖中的變壓器沒有隔離要求所以耦合可以做的好一些盡量降低漏感，RCD的吸收功率可以很小。因?yàn)?span>Buck的續(xù)流電感沒有變壓器其“反射電壓”不可變所以MOS管所承受的電壓應(yīng)力要大一些。

Saber仿真關(guān)斷時(shí)的電流、電壓波形如下：

                               圖3-6 關(guān)斷時(shí)MOS管的電流、電壓波形

關(guān)斷時(shí)刻漏感沒有直接參與或者說之前的關(guān)斷損耗計(jì)算公式可以直接應(yīng)用，但是漏感會(huì)導(dǎo)致Vds漏源電壓升高，間接的引起關(guān)斷損耗增加。

另外對(duì)于RCD吸收電路理論上吸收電容取大一些不會(huì)影響效率，因?yàn)殡娙菔菬o功器件并不消耗能量，所有的漏感能量都將由吸收電阻消耗掉。實(shí)際電路中吸收電容小一些反而效率更高，原因可能是吸收電容小紋波大，在MOS管的關(guān)斷時(shí)刻Vds電壓比較低所以關(guān)斷損耗低，尤其是DCM模式下更明顯。

有了修正的導(dǎo)通和關(guān)斷模型后就可以將之前的問題都量化處理了，為找出最優(yōu)參數(shù)創(chuàng)造了條件。（變壓器理想化的前提下）

漏感對(duì)輸出二極管反向恢復(fù)的影響可以用下圖表示：

                                                圖3-6-1 漏感與trr的關(guān)系

如果知道關(guān)系式irr=f(Io,di/dt)，則可以將上述曲線準(zhǔn)確的描繪出來。

二極管反向恢復(fù)的公式及波形如下：

上圖證明如果增加漏感改變di/dt是可以解決反向恢復(fù)問題的，因?yàn)榘雽?dǎo)體器件的模型比較復(fù)雜上圖也只是近似，比如取參數(shù)kn=10⁷ 時(shí)將得到Soft Recovery波形

MOS管驅(qū)動(dòng)電阻設(shè)計(jì)：

 

                                 圖4-1 MOS管驅(qū)動(dòng)電路

實(shí)際的驅(qū)動(dòng)電路如上圖不可避免的會(huì)引入導(dǎo)線電感L，構(gòu)成了LRC電路。恰當(dāng)?shù)尿?qū)動(dòng)電阻Rg設(shè)計(jì)可以避免震蕩同時(shí)兼容效率。

導(dǎo)線電感資料給的參考公式為：L=Length(nH/mm)+10(nH)。存在一個(gè)疑惑，這里的Length怎么算？閉環(huán)導(dǎo)線總長(zhǎng)？一半？閉環(huán)導(dǎo)線的形狀產(chǎn)生的影響怎么算？比如等長(zhǎng)圓形的、長(zhǎng)方形的、窄長(zhǎng)方形的？

另一種方法可以通過改變Rg電阻、并聯(lián)Cgs電容通過測(cè)量不同的震蕩頻率來推算導(dǎo)線電感。當(dāng)我們確定了導(dǎo)線電感后就可以列方程求解電阻Rg了。

 

                                               圖4-2 LRC電路震蕩波形

參考上圖當(dāng)取驅(qū)動(dòng)電阻取Rg=16Ω時(shí)電路未發(fā)生震蕩，公式Rg=2*（Ldriver*Cg）^0.5可作為驅(qū)動(dòng)電阻的選擇參考（調(diào)節(jié)阻尼系數(shù)）。

Saber的仿真波形如下：

 

                                             圖4-3 Saber仿真驅(qū)動(dòng)波形

如上圖所示，驅(qū)動(dòng)電阻越小越容易震蕩，相反驅(qū)動(dòng)電阻越大導(dǎo)通損耗越大。

輸出二極管RC吸收電路參數(shù)設(shè)計(jì)：

前面雖然有個(gè)兼容DCM&CCM的電路，但目前尚未證實(shí)其實(shí)用性，針對(duì)于普通的CCM模式電路一般都要加RC吸收電路的（或其它吸收電路），這里電路的參數(shù)是可以通過設(shè)計(jì)得到的。

 

                           圖5-1 輸出二極管RC吸收電路

如上圖所示RC吸收電路+漏感Lr也構(gòu)成了一個(gè)LRC電路，根據(jù)之前的方法先并聯(lián)不同的電容根據(jù)f=1/(2πLC)推出寄生電容和寄生電感的大小。根據(jù)能量守恒列方程0.5*Lr*Irr^2=0.5*C*△V^2+Dio_loss，先預(yù)設(shè)△V求出吸收電容C的大小，再根據(jù)R=(L/C)^0.5調(diào)整阻尼系數(shù)。

仿真中用的是理想二極管瞬間關(guān)斷沒有Dio_loss損耗（存在反向恢復(fù)時(shí)間），在未加RC吸收時(shí)的波形如下：

 

                                           圖5-2 未加RC吸收的波形

沒有RC吸收電路時(shí)二極管的反向電壓瞬間飆升的很高，根據(jù)之前的測(cè)量參數(shù)解方程如下：

 

按此參數(shù)獲得的仿真結(jié)果如下：

 

                                            圖5-3 加RC吸收后的波形

當(dāng)考慮實(shí)際二極管也會(huì)消耗一部分能量時(shí)，二極管的反向峰值電壓會(huì)更低一些。此方法可以提供參考方向，結(jié)合實(shí)際的調(diào)試來完成對(duì)RC吸收參數(shù)的設(shè)計(jì)。

考慮漏感或者DCM模式時(shí)的導(dǎo)通過程和CCM模式的波形對(duì)比如下：

 

                                     圖6-1 存在漏感或DCM導(dǎo)通過程波形

設(shè)計(jì)一個(gè)輸入100V~300V，功率60W的反激電源，綜合之前的分析獲得如下結(jié)果：（設(shè)Ron=0.36Ω恒定）

 

                                                     圖6-2 損耗分析1

上圖對(duì)比了從DCM、CCM到深度CCM，輸入電壓從100V到300V變化過程中開關(guān)損耗的變化情況。

不同輸入電壓，低壓輸入時(shí)平均電流大MOS管的溝道電阻Ron上損耗較大，高壓輸入時(shí)開關(guān)損耗較大。

不同設(shè)計(jì)模式，按DCM模式設(shè)計(jì)的峰值電流大開關(guān)損耗大，CCM模式開關(guān)損耗較小（暫未考慮輸出二極管反向恢復(fù)問題）。

學(xué)習(xí)一下

樓主請(qǐng)教一個(gè)問題，如何確定mos需要多大的驅(qū)動(dòng)電流？另外驅(qū)動(dòng)電流的大小跟驅(qū)動(dòng)電阻應(yīng)該沒有關(guān)系吧

驅(qū)動(dòng)電流為Ig=（Vdriver-Vgs）/Rdriver，其峰值電流大小跟驅(qū)動(dòng)電阻有關(guān)

比如上圖紅色曲線驅(qū)動(dòng)電阻=16Ω，藍(lán)色虛線驅(qū)動(dòng)電阻=10Ω，峰值電流大的導(dǎo)通時(shí)間短，總電荷量跟驅(qū)動(dòng)電阻無關(guān)。

RCD吸收參數(shù)設(shè)計(jì)：

按理論公式設(shè)計(jì)的RCD參數(shù)往往跟實(shí)際相差很大，從電路上進(jìn)行分析大概由下面幾個(gè)因素引起。

 

                                         圖6-3 RCD吸收電路能量分布

如上圖，1、MOS管的Cds電容、變壓器的匝間電容等會(huì)吸收一部分漏感能量，2、變壓器的次級(jí)漏感Lrs會(huì)導(dǎo)致吸收功率增大（輸出低壓大電流時(shí)導(dǎo)線寄生電感折算到初級(jí)甚至?xí)浅跫?jí)漏感的幾倍），3、RCD中二極管存在反向恢復(fù)問題，4、變壓器漏感測(cè)的不準(zhǔn)導(dǎo)致計(jì)算偏差較大。

測(cè)量這些寄生參數(shù)是比較困難的，而實(shí)際上機(jī)調(diào)試則需嘗試多組參數(shù)，有一種解方程的方法比較便捷：

 

首先按理論公式（k=0.5）計(jì)算出Rc和Cc放入實(shí)際電路，其次根據(jù)實(shí)測(cè)的吸收電壓值調(diào)整修正參數(shù)k，當(dāng)修正的計(jì)算值跟實(shí)測(cè)值一樣時(shí)獲得的值k既為所需修正參數(shù)，將此值代入理論公式重新計(jì)算出Rc和Cc。經(jīng)驗(yàn)證這種方法的結(jié)果比較準(zhǔn)確。

樓主，你好 有些mos管的驅(qū)動(dòng)電流大，有些驅(qū)動(dòng)電流小些 而一般mos管的vgs都差不多大吧，驅(qū)動(dòng)電阻一般也就幾個(gè)歐姆左右， 按照這個(gè)公式，豈不是驅(qū)動(dòng)電流都差不多嘛

另外，總電荷量和驅(qū)動(dòng)電流有關(guān)系嗎？因?yàn)槲易⒁獾讲煌膍os管電荷量有區(qū)別

關(guān)系為Q=I*t，Mos管的柵極電流就是rc充放電過程，只是在米勒平臺(tái)處被拉伸了。