關斷的問題:1.關斷損耗 2.關斷過電壓 3.關斷過程中微分熱阻帶來的局部熱擊穿
接通的問題:1.并聯ZVS電容下接入的時機 2.共態導通問題 3.反向恢復的問題
借助串聯諧振回路,使得 IGBT 的工作條件大為改善:
1. 串聯全諧振變換器曾經是上世紀60-70年代最流行的變換器,只要給出合適的死區時間,即可實現很好的軟開關變換. 現代的數控技術給這一經典的變換電路增添了不少活力,在控制方面解決了很多以前難以克服的困難,工程上應用它的關鍵技術問題有三個:
. ZCS 頻率追蹤控制(隨負載、電源漂移而調整工作頻率,讓換相始終處于接近零電流下的弱感性)
. ZVS 死區追蹤控制(因負載電流不同而調整死區,實現零電壓接通,接近零電壓關斷)
. ZCS_ZVS 交替追蹤控制(既實現頻率追蹤又實現動態死區,具有良好的開關過度與調功特性)
2. 關斷過壓問題; 既使ZVS電容較大(103),當分布電感較大時在荷載下關斷,仍然會在開關上激起高于電源幾百伏的浪涌電壓,震蕩頻率大約能達到幾兆,震蕩衰減很快,但強烈的震蕩也給開關帶來了顯著的額外損耗,改善的關鍵措施在于降低分布電感、放置較大的浪涌電流吸收電容(105-106);
荷載下關斷過壓 1 (ZVSC=103)
荷載下關斷過壓 2 (ZVSC=103)
3. ZVS 初步設定; 假設 IGBT 下降時間為 180nS ,那么荷載下的過渡時間應設為多少?比如過渡時間設定為 1 - 1.5uS ,當然關斷損耗比較小,但是這樣的話,在空載下不能實現軟過渡,看到了嚴重的硬開通;
空載下嚴重的硬開通,散熱器很快就燙手了 (ZVSC=104)
荷載下的良好過渡 (ZVSC=104)
荷載下的艱難過渡 1 (由于過度太快,關斷損耗大 ZVSC=223)
荷載下的艱難過渡 2 (由于過度太快,關斷損耗大 ZVSC=223)
4. ZVS 關斷損耗問題 在最壞情況下,初級電流波形是鋸齒波,關斷完全發生在最高的峰值處,IGBT的關斷損耗可能達到整個開關損耗的90%以上;如果沒有 ZVS 過程,那么IGBT甚至沒有VMOS的輸出平均功率大!然而我最近不僅學會了使用ZVS過程,而且把它繼續推進到了幾乎讓人難以置信的程度-------我將CBB474直接并聯到IGBT上進行緩沖;
荷載關斷過程 (△V 只有 30V 小浪涌電壓 ZVSC=474)
在相同時基下的空載關斷過程 (ZVSC=474)
5. ZVS 下的硬接通問題; 硬接通問題是一個較難處理的問題.在沒有荷載的情況下,焊機長時間工作,察看一下散熱器的溫度,馬上就意識到問題的嚴重性,有時空載下居然達到了溫度開關保護的程度!雖然 IGBT 硬接通要比硬關斷堅強地多,但是來不及散出的熱量就直接威脅到了關斷過程的安全.處理這一問題的關鍵在于實現動態死區;
空載下含有很少量硬開通的過渡 1 (ZVSC=103)
空載下含有很少量硬開通的過渡 2 (ZVSC=103)
空載下幾乎沒有硬開通的過渡 2 (ZVSC=103)
空載下幾乎沒有硬開通的過渡 3 (ZVSC=103)
較好的過渡 (ZVSC=103)
含有硬接通的過渡 (ZVSC=103)
良好的 ZVS 過渡一定是線性的 (ZVSC=103)
6. ZVS 動態死區 超越固定死區的桎嚳、超越小ZVS電容的束縛,放置ZVS電容104 ,使邊沿諧振的關斷與接通不再殘酷!
空載下的慢過渡 1 (5uS) (ZVSC=104+103)
荷載下的快過渡 1 (750nS) (ZVSC=104+103)
空載下的慢過渡 2 (5uS) (ZVSC=104+103)
荷載下的快過渡 2 (750nS) (ZVSC=104+103)
7. ZVS 動態死區 超越固定死區的桎嚳、超越小ZVS電容的束縛,放置ZVS電容474 ,使邊沿諧振的關斷與接通不再殘酷!動態死區可以做到 25uS 以上,感亢降壓模式可以極高的開關效率連續工作;
良好的空載過渡 1 (ZVSC=474)
良好的空載過渡 2 (ZVSC=474)
良好的空載過渡 3 (ZVSC=474)
荷載載過渡 1 (ZVSC=474)
荷載載過渡 2 (ZVSC=474)
相同時基下的對比----空載過渡 (ZVSC=474)
ZVS電壓與電流的相位關系
8. 串聯諧振_ZVS 模式 三角波電流激勵負載,諧波分量高于正玄波;選擇合適的隔直電容,避免發生容性換向,輸出電流靠初級感亢降壓抑制,借助于重 ZVS 緩沖過程和動態死區控制,可實現很高的轉換效率; 缺點有:1.調頻范圍太寬,產生一些意想不到的問題,如進入可聞聲限等;2.初級有無功電流,回路利用率不夠高;3.當初級電感太小時,可能因負載抖動產生很高的di/dt ,威脅到IGBT 的安全;4.一個十分重要的問題是減小流過 IGBT 無功功率的問題,顯然在有限容量的開關器件中存在無功分量減小了可用功率,無功電流與無功電壓都是重要的因素,但是完全失去無功分量后,就不存在“軟開關”了,ZVS方式減小了開關損耗,但是卻沒有設法減小無功功率分量;
電容部分放電后的變壓器(及附加電感)電壓(電容206)
負載回路的電流 (互感器 0.1A/mV)
9. 串聯諧振_ZCS 模式 很好的正玄波電流激勵負載,諧波分量最少;讓電容與電感發生少量或深度的的串聯諧振,換向在荷載下趨向于 ZCS-ZVS ,既使只使用簡單的固定死區時間,只要給出的死區余量較大,也能極大地改善 IGBT 在重功率下的換向條件;這是實現重功率的主要手段,實現良好的換相條件需要諧振電容的峰值電壓等于激勵電壓的5-7倍,震蕩頻率譜系很純,頻率漂移也不快,非常適合數控,相信這是當今技術條件下實現重功率變換的唯一策略;
在深度諧振下的電感電壓以及換向時機 (輸入經過100:1電壓互器)
在深度諧振下的電感電壓與次級輸出電容電壓
CH1:次級輸出電容電壓
CH2:初級電感電壓(輸入經過100:1電壓互器)
頻率追蹤 01
頻率追蹤 02
頻率追蹤 03
頻率追蹤 04
頻率追蹤 05
頻率追蹤 06
頻率追蹤 07
頻率追蹤 08
頻率追蹤 09
頻率追蹤 10
頻率追蹤 11
頻率追蹤 12
10. 串聯諧振 ZCS_ZVS 交替追蹤控制模式 ZCS 頻率追蹤、ZVS 輔助換相、調頻調功;綜合了 ZVS 與 ZCS 的優點,適合廣泛的應環境,易于調功,折衷地考慮開關損耗與諧振損耗,非常靈活;
電流波形 1
電流波形 2
電流波形 3
電壓波形 1
電壓波形 2
電壓波形 3
11. 設計自己的嵌入性控制系統進入實驗歷程
在串聯諧振變換實驗中,我一直堅持使用18V的峰值電平來驅動IGBT的開啟與關閉;我的逆變實驗從2003年的下半年開始,雖然經歷了無數的挫折,但是我始終相信這一驅動電平沒有問題,一直到現在,我還是這個觀點;最近 IR 新型的IGBT柵極擊穿電壓界限達到了30V,看來柵極驅動電壓可能還要更高一些;高的驅動電壓是減小導通損耗的有效手段,導通損耗熱量是非常顯著的,通常一個單管都達到70W以上;當然也只有在開關損耗很小的情況下才出現,否則將忙于應付開關損耗帶來的可靠性問題,而無暇顧及這導通損耗了;
驅動波形 1
驅動波形 2
實現目標的基礎問題
1.實現在重功率下深度諧振,降低換向時開關應力,并實施頻率追蹤以充分降低串聯諧振回路的復阻抗來降低無功功率;
2.實現在幾乎所有情況下,換向時負載回路都呈感性;
3.實現在不同負載下的動態死區調節,以減少空載、小載下的接通損耗;
實際上難以克服的困難:
1.諧振回路的問題很多
a.諧振電容器發熱嚴重,電壓也很高,經常爆漿、炸裂
b.電感器的繞組因趨膚效應導致異常發熱嚴重
c.電感器使用閉磁路不能實現,開磁路又對周圍元件影響嚴重
d.電感器用鐵粉芯類磁芯無法連續工作
e.電感器用鐵氧體類磁芯太易于飽和
f.借助于油浸、銅管水冷,可以解決問題但是結構復雜;
2.當負載抖動嚴重時,變壓器時常工作處于飽和邊界之外,發出難以忍受的尖叫聲音
3.當需要實現的目標功率小時就很不劃算:控制本身復雜、用料成本高、體積也不能做太小
選擇它的理由:
1.重功率變換的必經之路,靜電除塵、高頻點焊、功率超聲等唯一可選電路結構
2.可靠性高
3.功率可擴展性強,功率輕松擴展到兆瓦級,理由是很容易通過多個獨立諧振回路多相合成,均流誤差 < 5%
我個人的主觀傾向:
1.在大、中等功率下是最易于實現高可靠性的電路結構,出于可靠性考慮奮斗路程較短
2.比較易于結合數控,電路結合數控后有很多特色,如調頻、離散、多相合成等
3.我所開發的某幾種機器別無選擇地應用這一結構,我也就比較熟悉一些,有親近感
4. 我看待產品設計的側重:性能>可靠性>可擴展性>成本
luyuc 實驗室
細節陸續刊出、實驗繼續中
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