首先聲明，本人采用的仿真軟件是原理級的PSIM，與實物有一定誤差。

上個世紀(jì)90年代，倡導(dǎo)綠色照明，很多公司生產(chǎn)熒光燈電子鎮(zhèn)流器，基本電路如下圖5：

對于做過熒光燈電子鎮(zhèn)流器的人，太熟悉這個電路了。該電路C4的容量必須足夠大，以提供中點電壓，L1和C6似乎形成LC串聯(lián)諧振，上下功率管的翻轉(zhuǎn)是靠驅(qū)動變壓器T1（鐵氧體）的磁飽和實現(xiàn)的，所以不可能真的諧振。由于鐵氧體的飽和磁通隨溫度變化而變化，從25℃到100℃，鐵氧體飽和磁通下降約36%（0.5T降到0.32T），導(dǎo)致工作頻率隨溫度上升而上升，電流下降，燈功率下降，這是該電路的第一個重要缺點；功率管的電流是三角波，功率管的關(guān)斷是三角波的峰值，損耗很大，這是該電路的第二個重要缺點。這樣的電子鎮(zhèn)流器只是僅僅把燈點亮的最低檔的劣質(zhì)產(chǎn)品。

上圖是一個電子鎮(zhèn)流器帶2支40W熒光燈（1993年，國內(nèi)主要使用40W熒光燈照明），即一拖二。前級采用MC34262做PFC，所以該電路的供電電壓為DC390V。由L1、C6、C4、D4、D5組成一路LCCD諧振電路，帶一只熒光燈；由L2、C7、C5、D6、D7組成另一路LCCD諧振電路，帶另一只熒光燈。驅(qū)動變壓器T1工作磁通小于0.3T，即不飽和狀態(tài)。兩路諧振電路各干各的，互相不干擾。可以只點一只燈，也可以點兩只燈。

主要元件參數(shù)：L1=L2=3mH，C4=C5=103，C6=C7=752，D4=D5=D6=D7=FR107，M1=M2=IRF830，工作頻率31KHz。

40W熒光燈的燈電壓有效值約105V，燈等效阻抗約280歐姆。用280歐姆替代燈仿真，波形圖如下圖7

圖7：熒光燈電子鎮(zhèn)流器仿真波形

第一條為MOSFET功率管電流波形，峰值約1.2A，功率管關(guān)斷時電流約0.6A，約為峰值的1/2。已經(jīng)屬于軟開關(guān)。如果只點一支燈，峰值約0.6A，功率管關(guān)斷時電流約0.3A，即各減半。

第二條為燈電壓波形，接近正玄波，半波峰值接近150V。

第三條為D4、D5連接點對地的電壓波形。

2000年前后，我又用LCCD電路設(shè)計了醫(yī)用紫外燈電子鎮(zhèn)流器，如圖8

該燈無燈絲，直接高壓起輝，參數(shù)為：起輝電壓半波峰值900 --- 1000V，燈工作電壓有效值500V，燈電流20mA，燈功率10W。燈等效阻抗25kΩ。仿真如下

圖9：燈開路（起輝前）

第一條為功率管電流波形，峰值約0.6A，功率管關(guān)斷時電流約0.4A。

第二條為燈電壓波形，接近正玄波，半波峰值接近1300V。

第三條為D8、D9連接點對地的電壓波形。

圖10：燈工作波形

第一條為功率管電流波形，峰值約0.35A，功率管關(guān)斷時電流約0.1A。

第二條為燈電壓波形，接近正玄波，有效值約500V。

第三條為D8、D9連接點對地的電壓波形。

LCC及LCCD電路拓?fù)涞拈_關(guān)電源實際產(chǎn)品極少見，本人也未見過采用該電路的實際產(chǎn)品。在一些雜志上和碩士博士論文可以看到對此類電源研究的文章。也有少數(shù)做除塵電源的公司聲稱自己的電源是LCC諧振電源。

5樓6樓，用圖6、圖8電路設(shè)計的電子鎮(zhèn)流器的工作頻率主要取決于主諧振電容和主諧振電感的參數(shù)。其次，驅(qū)動變壓器的設(shè)計也有一定的影響，實驗發(fā)現(xiàn)，影響頻率的是次級電感量。驅(qū)動變壓器的設(shè)計是難點，要反復(fù)調(diào)整匝數(shù)實驗。由于年頭太長，當(dāng)初的參數(shù)已經(jīng)記不清了，下面說說設(shè)計思路。

圖6用的是MOS管，驅(qū)動為電壓型；圖8用的是雙極型管，驅(qū)動是電流型。所以驅(qū)動變壓器的設(shè)計方法是不一樣的。

先說說使用MOS管驅(qū)動變壓器的設(shè)計方法。圖6中驅(qū)動變壓器的次級有2個穩(wěn)壓管反串聯(lián)，這是保護(hù)MOS管柵極電壓安全必須的，可在10V --- 15V的范圍內(nèi)選取。從圖7電流波形看，接近正玄波，功率管電流有效值約0.84A，驅(qū)動變壓器初級電流0.84A，如果初級繞組電壓1V，初級輸入功率約0.84W，大部分會被耦合到次級，除了驅(qū)動MOS管需要一部分能量外，其余能量會消耗在Z1、Z2兩個穩(wěn)壓管中。所以初級繞組的電壓不宜太高，應(yīng)該在1 --- 2V為宜。變壓器匝比等于電壓比，變壓器匝比=初級:次級=1 : 6 --- 12。如果工作頻率在30多kHz，次級電感量大約1 --- 2毫亨。

圖8電路，用的是雙極型管，變壓器匝比=初級:次級= 1 : 2 --- 3。次級電感量可以很小。我用的是10*6*5的鐵氧體環(huán)，印象中是3T:7T:7T

下面介紹一款LLC通訊電源，該電源在近五年的國內(nèi)市場銷售量一直占據(jù)前三名。這說明該電源為成熟產(chǎn)品，有極好的性價比和市場競爭力。這是一款輸入AC220V，輸出48V50A的一次電源。前級有PFC，輸出DC380V，后級為普通LLC變換，LLC部分原理如下圖11

諧振主電感L1采用PQ2625磁芯，電感量6.2微亨，輔助諧振電感L2也采用PQ2625磁芯，電感量46.5微亨，主變壓器采用UU鐵氧體磁芯，截面10*20mm2，匝數(shù)14T/4T/4T。額定負(fù)載50A時，工作頻率150kHz。取負(fù)載為1.1Ω，仿真波形如下圖12

第一條為MOS管電流波形，峰值25.5A，正玄波有效值18A

第二條為C1、C2中點電壓波形。

第三條為輔助諧振電感L2電流波形，三角波半波峰值6.6A，有效值3.8A

第四條為輸出電壓55V，負(fù)載為1.1Ω，輸出電流50A。

變壓器初級輸入電流=MOS管電流－輔助諧振電感L2電流=18A－3.8A=14.2A

變壓器次級輸出電流=初級輸入電流*14T/4T=14.2A*14*4=49.7A

通過波形計算的輸出電流與預(yù)先設(shè)定的50A負(fù)載電流誤差很小。

在此，請大家注意，這里主諧振電感與輔助諧振電感的比例關(guān)系不是一般書上講的1比3，而是1比7.5。

如果主諧振電感與輔助諧振電感的比例采用1比3會怎么樣呢？繼續(xù)仿真，取L1=8.5微亨，L2=27微亨，變壓器匝數(shù)16T/4T/4T，C1=C2=473。工作頻率150kHz。仿真結(jié)果如下圖13

第一條為MOS管電流波形，峰值26.2A，正玄波有效值18.5A

第二條為C1、C2中點電壓波形。

第三條為輔助諧振電感L2電流波形，三角波半波峰值11.6A，有效值6.7A

第四條為輸出電壓55V，負(fù)載為1.1Ω，輸出電流50A。

我們要關(guān)注的是L2的電流大幅度增加=6.7A-3.8A=2.9A。引起L2更多的發(fā)熱，效率會降低。

結(jié)論：如果完全照書上說的去做，可能不是最優(yōu)秀的設(shè)計。

在特定負(fù)載情況下看波形沒有多大意義，滿載時諧振電感電流是很漂亮的正玄，可半載時呢？ 

談?wù)勅绾未_定諧振電感L和諧振電容C 的值吧，頻率定了 L  和 C 的乘積定了，但如何具體的確定 L  和 C 的值呢？是先定L  還是先定 C  ?

繼續(xù)仿真，10樓的仿真是滿載輸出50A的情況。現(xiàn)在用半載，輸出25A仿真。

取L1=6.2微亨，L2=46.5微亨，變壓器匝數(shù)14T/4T/4T，C1=C2=753，負(fù)載=2.2Ω，工作頻率158kHz。仿真結(jié)果如下圖14

圖14

    第一條為MOS管電流波形，峰值13.1A，關(guān)斷電流6.4A

    第二條為輔助諧振電感L2電流波形，三角波半波峰值6.4A，有效值3.7A

    第三條為輸出電壓55V，負(fù)載為2.2Ω，輸出電流25A。

取L1=8.5微亨，L2=27微亨，變壓器匝數(shù)16T/4T/4T，C1=C2=473，負(fù)載=2.2Ω，工作頻率151.6kHz。仿真結(jié)果如下圖15

圖15

    第一條為MOS管電流波形，峰值15.7A，關(guān)斷電流12A

    第二條為輔助諧振電感L2電流波形，三角波半波峰值12.1A，有效值7A

    第三條為輸出電壓55V，負(fù)載為2.2Ω，輸出電流25A。

結(jié)論：

1、從二者的第一條波形看，L2電感量大的功率管峰值電流小。關(guān)斷電流小。功率管的導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗均小。

2、從二者的第二條波形看，前者通過輔助諧振電感的電流減小，后者不降反升。優(yōu)劣一目了然。

從波形上看滿載時工作頻率高于諧振頻率，半載時工作頻率低于諧振頻率，奇怪了，應(yīng)該是負(fù)載越輕工作頻率越高啊，難道你這控制方式是像“zhangyiping"的那樣，頻率反走的？

不對，我被搞懵了， 對比下 在相同的諧振電感，電容以及負(fù)載情況下的 波形看看。

你搞反了

這是LLC，仿真是負(fù)載越輕頻率越高，滿載時150kHz，半載時高于150kHz

再來看看LLCD電路，按L2電感量為L1的15倍設(shè)計，如下圖16

圖16

繼續(xù)做仿真，滿載電流50A仿真。

取L1=8微亨，L2=120微亨，變壓器匝數(shù)16T/5T/5T，C1+C2=683+623，負(fù)載=1.1Ω，工作頻率150kHz。仿真結(jié)果如下圖17

圖17

       第一條為MOS管電流波形，很好的正弦波，峰值25.8A，有效值18.2A，占空比50%。

       第二條為輔助諧振電感L2電流波形，三角波半波峰值2.4A，有效值1.4A。

第三條為鉗位二極管電流波形。峰值電流約11A。

第四條為輸出電壓55V，負(fù)載為1.1Ω，輸出電流50A。

再做半載仿真，LLCD在負(fù)載降低時同時降低工作頻率。負(fù)載2.2Ω，輸出25A，采用工作頻率75kHz。仿真結(jié)果如下圖18

圖18

       第二條為輔助諧振電感L2電流波形，三角波半波峰值2.9A，梯形波，電流有效值明顯增加。

第三條為鉗位二極管電流波形。峰值電流約11A。

       第四條為輸出電壓55V，負(fù)載為2.2Ω，輸出電流25A。

下面通過仿真結(jié)果對比LLC與LLCD兩種電路的優(yōu)劣

一、滿載：

1、功率管損耗對比

LLC的MOS管電流波形，峰值25.5A，正玄波有效值18A，占空比50%，如下圖19

圖19：LLC的MOS管電流波形

LLCD的MOS管電流波形，峰值25.8A，正玄波有效值18.2A，占空比50%，如下圖20

圖20：LLCD的MOS管電流波形

2、輔助諧振電感L2損耗對比

LLC的L2電流：三角波半波峰值6.4A，有效值3.7A，如下圖21

圖21：LLC輔助諧振電感L2的波形

LLCD的L2電流：三角波半波峰值2.4A，有效值1.4A，如下圖22

圖22：LLCD輔助諧振電感L2的波形

滿載結(jié)論：

1、功率管的電流無明顯差異，可以認(rèn)為功率管的損耗沒有優(yōu)劣之分。

2、變壓器雖然匝比不同，性能成本不會有明顯差異，可以認(rèn)為變壓器沒有優(yōu)劣之分。

3、L1的電流無明顯差異，LLCD的電感量略大，LLC電路優(yōu)勢。

4、L2的電流，LLCD的電流小，L2的損耗在總損耗中所占比重很小，LLCD優(yōu)勢。

二、半載：

1、功率管損耗對比

假設(shè)功率管導(dǎo)通電阻0.1Ω，計算功耗

LLC的MOS管電流，峰值13.1A，有效值9.26A，關(guān)斷電流6.4A，占空比50%。

LLC的MOS管導(dǎo)通功耗=9.26A*9.26A*0.1Ω*50%=4.29W

圖23：半載LLC的MOS管電流波形

LLCD的MOS管電流波形，峰值25.8A，有效值18.2A，關(guān)斷電流2.9A，占空比25%。

LLCD的MOS管導(dǎo)通功耗=18.2A*18.2A*0.1*25%=8.28W

圖24：半載LLCD的MOS管電流波形

2、輔助諧振電感L2損耗對比

LLC的L2電流：三角波半波峰值6.4A，有效值3.7A，如下圖25

圖25：半載LLC輔助諧振電感L2波形

LLCD的L2電流：梯形波半波峰值2.9A，有效值大于1.8A，如下圖26

圖26：半載LLCD輔助諧振電感L2波形

半載結(jié)論：

1、除了輸出整流管，整機主要損耗是MOS管，MOS管的損耗主要是導(dǎo)通損耗，LLC的開關(guān)損耗主要在關(guān)斷時，而關(guān)斷電流僅為峰值電流的1/2以下，MOS管的關(guān)斷損耗只占總損耗的20%以下。而LLC的導(dǎo)通損耗只有LLCD的一半，所以LLC明顯優(yōu)勢。

2、與上一條同樣的道理，因為電流的問題，變壓器和L1的銅損也是LLCD大很多，LLC明顯優(yōu)勢。

3、L2的電流，LLCD的電流小，LLCD優(yōu)勢。

       4、總體效率，LLC明顯優(yōu)勢。

最終結(jié)論：在效率方面，LLCD沒有任何優(yōu)勢。由于LLCD多了兩支鉗位二極管，在成本方面，LLC優(yōu)勢。

這結(jié)果老張（zhangyiping)是絕對不同意的，我以前也說過他的準(zhǔn)諧振在效率方面沒有優(yōu)勢，他不同意，說零電流關(guān)斷可靠性強得多，可惜他不會上圖，上計算過程，不能像樓主這樣非常有條理的擺數(shù)據(jù)，擺道理。

如果能把 MOSFET的Vds 波形和其電流波形放在一個圖里貼出來對比就好了。這樣一目了然。

客觀規(guī)律不以人的主觀意志為轉(zhuǎn)移，同意也好，不同意也好，又有何妨。

Zhangyiping的所謂第四代技術(shù)完全是胡說八道、肆意編造；無休無止地自我吹噓、貶低他人。

每一種電路拓?fù)涠加衅浯嬖诘膬r值，換句話說，就是每一種電路拓?fù)涠加衅淙秉c。尤其是諧振電源看似極其優(yōu)秀，其實它的缺點也是很突出的。

LLCD電路多出的兩個二極管可以實現(xiàn)過流保護(hù)或短路保護(hù)，正常工作時兩個鉗位二極管不工作，所以LLCD和LLC電路有相同的特性（恰當(dāng)?shù)腖、C參數(shù)）。

LLC什么情況下才能工作在ZCS區(qū)域啊，

在這個區(qū)域里，還能維持輸出u的電壓穩(wěn)定不，，希望能給解釋一下，

這個我沒做過，理論上把反饋特性變一下，比如正常的LLC是負(fù)反饋那么可以工作在ZCS區(qū)域就需正反饋。

工作在ZCS區(qū)和工作在另外兩個區(qū)對于輸出穩(wěn)定的控制近似對稱，一個頻率反走一個頻率正走，控制上都依賴反饋環(huán)路區(qū)別好像不大。

根據(jù)負(fù)載變化及輸入電壓的波動范圍設(shè)計合理的參數(shù)，使的頻率變化范圍內(nèi)圖中的曲線要么單調(diào)遞增要么單調(diào)遞減，否則一會正反饋一會負(fù)反饋現(xiàn)有的控制環(huán)路很難控制。

電源系統(tǒng)里怎么會有正反饋，

不是“正反饋”是

LLC    輸出電壓變高，工作頻率增加。因為它工作在增益曲線從左上到右下這個階段。

LLCD  輸出電壓變高，工作頻率降低。因為它工作在增益曲線從左下到右上這個階段

LLC和LLCD諧振電源的開關(guān)損耗雖然非常小，其導(dǎo)通損耗是明顯大于硬開關(guān)電源的。

導(dǎo)通損耗最小的是反激電源，因為比起其他電源，所有通過功率管進(jìn)入變壓器的能量都傳輸?shù)搅舜渭墸ê雎宰儔浩鲹p耗）

反激電源傳輸功率=平均電流X電壓X占空比

其次是所有正激、推挽、半橋、全橋等等硬開關(guān)電源，通過功率管進(jìn)入變壓器的能量有一部分不能傳輸?shù)酱渭墸褪羌ご烹娏髟谕舜艜r反回到初級的電容里

正激電源傳輸功率=（平均電流－激磁電流）X電壓X占空比

諧振電源的導(dǎo)通損耗更大，通過功率管進(jìn)入變壓器的能量除了變壓器激磁電流不能傳輸?shù)酱渭墸€有維持諧振必須的電流也不能傳輸?shù)酱渭墸辞懊鎴D中流經(jīng)電感L2的電流

諧振電源傳輸功率=（平均電流－激磁電流－諧振電流）X電壓X占空比

如此說來諧振電源似乎應(yīng)該是效率最低的，但事實相反，LLC之所以流行是因為其效率相對高。

開關(guān)損耗主要就三個，開通損耗，導(dǎo)通損耗，關(guān)斷損耗。 可能開通損耗比導(dǎo)通損耗占總損耗更多。

LLC 和LLCD在開通損耗上沒什么差別，都是ZVS，LLCD 的導(dǎo)通損耗更大，但LLCD的關(guān)斷損耗明顯小于LLC.

不要誤解我的意思，有一利往往就有一弊。

諧振電源的利是極小的開關(guān)損耗，利用好這一點，可以把頻率做得很高，如上所述的LLC通訊電源，150kHz的頻率，使用了很小的變壓器，提高了功率密度。如果硬開關(guān)也用150k頻率，其開關(guān)損耗就會很大，會遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過LLC增加的那點導(dǎo)通損耗。諧振電源增加的那點導(dǎo)通損耗還可以用增加管子電流容量來降低損耗。而硬開關(guān)要降低開關(guān)損耗就不是那么簡單的問題。

如果開關(guān)電源設(shè)計在很低的工作頻率，硬開關(guān)的開關(guān)損耗就不大，這時還要做諧振電源，那就是自找煩惱。有可能效率最低。