很多資料說輸入電容一般按2~3uF/W來選擇，反射電壓一般取100V左右，圖1是輸入80V功率6W計算得輸入電容25uF換算大約4uF/W，反射電壓為75V左右。如果把最低輸入電壓設為120V計算結果如下：

                                                      圖2 低壓120V輸入的設計參數及仿真對比

功率6W輸入電壓為120V計算的輸入電容為11uF換算后大約2uF/W，反射電壓106V接近100V，可見在輸入在120V左右時“一般”取值才準確，當輸入電壓條件改變后這個“一般”數據就不可靠了。

除了給定的條件外如輸入電壓、輸出電壓、輸出功率、開關頻率等，這里還有幾個參數無法確定比如深度系數K，RCD吸收參數。為此增加了檢測功能以便查看不同工況下的參數變化，順便探討一下這“一般”取值的來由。

給定條件：

輸入AC：110-265V 

輸出DC：56V

輸出功率：84W

開關頻率：65KHz

輸入波動電壓：30V

輸出波動電壓：120mV

效率：0.8

計算得到的設計參數如下：

                                                     圖3 輸入110V的設計參數

圖3中順便加了三個波形圖，第一個是輸入電壓波形，第二個是PWM信號和輸入電感電流波形，第三個是輸出電壓紋波波形。

在圖中右側中下部多了一個按鍵用來進行參數設計和反向測試切換，在進行參數設計時電路中的各個參數都是相關聯的，通常修改一個參數就會引起其它參數的變化，所以在設計的時候參數要按一定的先后順序來設置。當切換到測試模式后切斷了輸入電壓同電路元件之間的聯系，當修改輸入電壓值時電路中的電感、電容、電阻這些元件參數不變其它數據時時變化，方便觀察在不同輸入電壓條件下的電路工作狀況。

深度系數值的選取：

深度系數k體現的是電路的工作模式，當K=0時電路為臨界模式，當K>0時為連續模式，當k<0時為斷續模式，k值定義如下圖4

                                      圖4 深度系數k

所以k的取值范圍為0~1，當斷續模式時軟件會自己計算出負值來。

一般認為電路在低壓輸入時工作于連續模式，高壓輸入時為斷續模式時比較合理，深度系數k就是調節這個連續和斷續模式的分界點的。這個電路我將分界點設為178V，110~178V工作于連續模式，178~265V工作于斷續模式。將軟件切換至測試模式輸入電壓改為178V結果如下：

                                                    圖5 輸入178V臨界模式參數

圖5中深度系數變為0.0048約等于零，觀察輸入電感電流波形剛好在臨界模式狀態。所以這個電路將深度系數設置為0.2比較合適。

RCD參數的選取

MOS管上承受的電壓Vds由輸入電壓、反射電壓及漏感電壓三部分構成，反射電壓受峰值電流和漏感影響在這個電路中不同模式下的峰值電流變化不大所以漏感電壓變化也不大，輸出電壓不變反射電壓也不變，那么對Vds影響大的是輸入電壓，也就是當輸入最高壓時MOS管承受的壓力最大，見下面的265V輸入時參數

                                                圖6 輸入265V斷續模式參數

當輸入電壓為265V時電路處于斷續模式MOS管的Vds電壓為563V還有30V的余量（假設用的600V管子），RCD中的電阻和電容取值還是可以接受的。但是有個問題如果仍然保留MOS管30V余量那么RCD的參數可以有任意多的組合，如下圖

                                                    圖7 不同RCD組合參數

圖7中的第四組參數Rc=3K、Cc=500nF不太合適，200V以上500nF的電容成本高些，其它三組參數選哪個更合適？理論計算第一組Rc=0.5K、Cc=66nF損耗最低，波動62.1V最大這樣是否有利于降低開關損耗？

再看一下鉗位電壓Uc=133V，疊加波動電壓62.1/2=±31V后已經低于反射電壓Vor=113V，這時吸收電路會直接消耗主電感功率大大了降低電路的效率。從這方面看好像反射電壓Vor設計的低一點電路效率會高些，這時變壓器匝比會變小直接影響是對輸出二極管的反向耐壓要求高了，同時占空比也會變小這可能又會降低電路效率。

在前面的給定參數中輸入波動電壓30V，輸出紋波120mV是提前給定的，波動越小電源性能越好但成本會增加，如何確定這兩個參數大概需要綜合損耗分析和成本分析，另外還要考慮各參數對動態特性的影響，看來一個好的電源設計對綜合性要求很高。

牛人啊！后續有啥想法沒？自用還是怎么？

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變壓器設計功能

在完成電路設計后下一步要進行變壓器設計，通過把所以公式整合到一起后發現變壓器的設計變的簡單了。用論壇中的一個實例做分析：

輸入電壓：195~265V

輸出電壓：32V

輸出電流:1.9A

開關頻率：132KHz

效率：80%

第一步計算電路參數如下：

                                                圖8、60W電源電路參數

這個參數是按低壓臨界模式設計得到的，當輸入為265V時MOS管的Vds=553V余量足夠。在調整輸入電壓參數時發現當輸入為低壓195V時電路工作于臨界模式計算所需Ap=0.35cm^4，當輸入為高壓265V時電路工作于斷續模式計算所需Ap=0.48cm^4，這大概意味著高壓斷續模式時需要的變壓器體個頭更大。

第二步完成電路參數設計后切換到變壓器設計界面如下

                                             圖9、60W電源變壓器設計參數

在論壇中發現多個版本的Ap算法這里選用了三種，通過界面中的Ap法選擇器來選擇，其它參數的設置步驟如下：

1）  設置最大慈通密度Bm=0.21，最大電流密度Jm=400，窗口系數0.4，參數設置好后Ap值自動計算出來，這里Ap=0.48

2）  選取Ap>=0.48的磁芯，這里選PQ25/26，參數：Ap=0.9971，Ae=118，Aw=84.5，Al=5250，Pt=195W，將相關參數輸入到變壓器設計界面中。

3）  調節初級匝數Np觀察磁通密度B和電流密度J的變化已期達到理想效果。

這里將初級匝數Np設置為30匝，電路高壓滿載時的實際磁通密度B=0.13實際電流密度為262.65。低壓滿載時的實際磁通密度B=0.131實際電流J=262.65高低壓的變化不大。

從1開始逐漸增加初級匝數，當Np=19時B=0.205、J=166，Np=19既為最小匝數此時磁芯臨近飽和而導線余量比較大。當Np=45時B=0.086、J=394，Np=45既為最大匝數此時導線接近電流上限而磁芯余量比較大。當Np=32時B=0.122、J=280兩個值均比較低，見下圖10

                                                      圖10 不同匝數下的磁芯參數

設置匝數在19~45之間的變壓器都可以使用，但如果匝數太少磁芯損耗大如果匝數太多導線損耗大，有資料說當鐵損（磁損）等于銅損（導線損耗）時總的損耗最低，或許這可以作為設置最佳匝數的依據。這個問題先留著到損耗分析時再探討。

簡單介紹下設計思路，這里方法并不是很重要用Labview軟件只是界面清爽些。

首先把所有的計算公式放在一起構成一個多元一次方程組，電源的設計可以看成是對這個多元一次方程組的求解過程。在這個方程組中未知數量大于方程組量其結果是得不到確定的解，要解這個方程組就需提前設定幾個未知量，比如我們先設定開關頻率、占空比或反射電壓等等。

因提前設定的量不一定合理最終得到的結果可能不滿足要求，這樣需再重新設定直到得到滿意的答案。這種反復求解驗證過程應當是開關電源設計中比較合理的步驟，只不過經過多年的實踐驗證我們有了“一般”取值，將這些“一般”值代入方程后一般直接就能得到較滿意的結果。但如果條件改變了如輸入電壓100~500V、MOS管耐壓1000V等等這些“一般”值就不一定適用了。

這種反復計算驗證的過程是繁瑣的，得益于計算機的輔助計算功能只要把公式輸入進去就能得到答案，當然公式要提前處理一下就是要先消元，盡量減少公式中的未知量同時讓各個未知量之間建立起聯系。經過這樣處理后的結果是只要調節一個未知量參數就能看到相關的其它未知量的變化，再加上一些約束條件就可以輕松得到合理的參數。

如果有足夠的方程組，比如再加上損耗分析方程組、成本分析方程組等，我們就有可能得到這個方程組唯一的解，也就是最合理的設計。（這里只能用合理，因要求不同有的要求效率高有的求成本低）

這里公式方程就比較重要了，沒有準確的方程是得不到準確的結果的，論壇中這方面的資料很多有的采用的是近似法有的公式則很準確，還有些略有差異主要是公式中的系數有所不同，不同波形或者不同模式下的系數不一吧這個有待探討。關于反激中RCD吸收電路的設計好像介紹的比較少，在這里跟大家探討一下。

 RCD吸收電路方程：

RCD吸收公式

這個公式可在百度中搜索“反激RCD鉗位計算”

百度中的那篇文章用的是能量守恒法推導出的這個公式，我們換個角度從電路上來推導。

                                                           圖11  RCD吸收等效電路

圖11中（1）是在MOS開關Toff時反射電壓的方向，在反射電壓Vor維持的期間可以等效為圖（2），將圖（2）等效變化后得到圖（3），圖（3）這個電路是一個典型的Boost電路，其中的漏感Lk作為其升壓電感，這樣 RCD吸收電路就可以當成一個工作于非典型模式下的Boost電路來分析。

                         圖12 RCD漏感上的非典型電流波形

在開關的Ton期間漏感中的電流受主電感限制其波形為主電感Lm的電流波形，在開關Toff期間電路才進入Boost模式，所以這是個工作于非典型模式的的Boost電路。