一般開關電源的控制理論都是在穩態情況下得到的比如說伏妙平衡和能量守恒等，實際工作中的電路多是動態變化的，基于穩態下的理論并不能很好的去解決動態問題只能借助于反饋環路不停的糾正這些偏差。理想的控制方法應該是不以占空比為核心而是以電路中電流的控制為核心，即為達到某一設定電流而使開關頻率f、導通時間Ton、關斷時間Toff都可變。工作于臨界模式的PFC就是這樣的電路，新的控制方法就是借鑒DC-DC的控制方法將臨界模式的PFC進行擴展使其可以工作于斷續、臨界、連續三種模式下。

這種兼容三模式的控制理論是由下面的方程推導出來的（以Boost電路為拓撲）

公式中的I0(t1)為開啟前的電流，I1(t2)為關閉前的電流，I0(t3)為關閉后的電流

見下圖1的連續模式

工作于連續模式下的pfc在一個開關周期內輸入不等于輸出即△I1≠△I2此時伏秒不平衡，控制上可采用峰值電流法、滯環電流控制法、平均電流控制法、單周期控制法等方法，這些方法各有優缺點相對而言新方法的特點可看成雙峰值電流、可變閾值滯環電流控制、簡單的平均電流控制、單周期控制。

當I0(t1)=I0(t3)=0時電路為臨界模式 見下圖2

臨界模式時在一個開關周期內是遵循伏秒平衡的方程可以簡化為

再整理得

在這里臨界模式比較重要其參數設置將決定整個電路的開關頻率及電流峰值大小。

以臨界模式的電流為基準，向上彎曲就進入了連續模式，向下彎曲就進入了斷續模式

當I0(t3)為“負值”時電路進入斷續模式

斷續模式時導通時間Ton較小但由于I0(t3)為“負值”使Toff變大所以開關頻率變化不大，

再通過圖1、圖2對比另外兩種模式的pwm信號，三種模式的開關頻率幾乎相同。

上面幾幅圖是為了清楚的說明三種模式的工作情況而采用較低的開關頻率，在實際應用中可以提高開關頻率，下面圖4給出了不同開關頻率下的電流波形

                圖4 從上至下開關頻率由低到高的電流波形

改變開關頻率不影響輸出電壓大小只影響輸出電壓的紋波。

上述的控制方程采用的瞬態分析法是一種近似法其精度依賴于開關頻率，開關頻率越高結果才越接近。為了實現更精確的控制在實際電路采用的是積分法，其方程如下

因為采用了這種積分法所以即便在低頻下也能得到理想的波形。

以此方程為理論指導搭建的控制電路如圖5并稱之為壓控電流控制器

                            圖5 兼顧三模式的壓控電流控制器

其中Ui為k倍的輸入電壓、Uo為k倍的輸出電壓、Iset為設定的電流波形、Fb為反饋控制輸入、Fre為頻率控制、Vref為參考電壓、pwm為驅動信號。

PFC功能只是這種控制器的一種應用，通過改變管腳的接法這種控制器還可以實現壓控電流源的功能（輸入電流不跟隨輸入電壓而是跟隨設定的電壓波形）。用一個小電路來分析這種控制器所能實現的幾種功能，電路如圖6

                                                   圖6 壓控電流源等效功能電路

 (1)恒流源電路控制負載中的電流始終跟隨輸入電壓Ui實現PFC功能。

 (2)恒流源電路控制負載中的電流恒定既實現了輸出電壓Uo的恒定。

 (3)電流跟隨功能在Ui滿足的前提下負載中的電流始終跟隨信號源的電壓信號。

總結一下這種電路的特點：

1 具有壓控電流源的功能但比壓控電流源高效，是一種理論上無損耗的壓控電流源。

2 當作為PFC來使用時可使電路的功率因數接近于1并保持很低的諧波含量。

3當作為DC-DC使用時開環控制就能得到穩定的輸出，這使得后續的環路設計更容易。

4電路較簡單唯一復雜的元件是一個乘法器。

5屬于電流型控制動態響應快。

6無需采樣電流信號，這為后續的電路應用帶來諸多方便

7電流控制為核心，電感參數不敏感不影響開關頻率也不影響工作模式只影響峰值電流大小。

這種終極電流控制方案還有一個孿生兄弟——終極電壓控制方案。從上述控制方程的表達式中可以看出電流控制方案是對電感電流進行控制，電感電流不能突變所以這種方案更適合用于電流連續的地方如boost的輸入、buck的輸出，換句話說這種方案非常適合整流（PFC）和逆變。那么對于boost的輸出、buck的輸入，其電壓是連續的不能突變所以用電壓控制方案更合適。電壓控制方程為：

從方程上看這種方案是對電容的充放電進行控制，其特點與電流控制方案互補，因這種方案目前還未研究所以暫時不討論。

下面將介紹電流控制方案的具體應用包括有橋PFC、無橋PFC、單向逆變、三相逆變、三相PFC整流、并網逆變、電子負載、三相電網平衡器、變頻器等。通過對這些應用的了解會發現這種終極電流控制方案可以讓AC-DC、DC-AC這種交直流變換變的如此簡單。

有橋PFC

首先分析一下通常我們所見到的PFC電路的一些特點，這里通過調整終極控制器的外圍電路就可模擬出斷續、臨界、連續這三種工作模式。

斷續模式見下圖2-1

                                                        圖2-1 斷續模式的PFC波形

自上而下是負載逐漸加重的波形，從圖2-1中可以看出隨著負載的加重PFC值變差。斷續模式的特點是其偏離臨界模式越遠負載越輕PFC值越好再加上斷續模式本身峰值電流大所以這種模式多用于小功率上。

                                                     圖2-2 連續模式的PFC波形

同樣自上而下負載逐漸加重，圖2-2中用的是類似滯環電流控制法，這種方法的特點是偏離臨界模式越遠負載越重PFC值越好所以這種方法更適合用在大功率上。

斷續和連續模式在理論上就得不到1的功率因數，另外還有一種用于中等功率的臨界模式，這種模式功率因數比較理想可以得到理論值為1的功率因數但這種模式有一個缺點見下圖2-3

                                                        圖2-3 臨界模式的PFC波形

當負載變化時電路需要調頻控制，如圖2-3中從輕載到重載頻率變化范圍很寬，這對電路的元件設計、開關損耗、EMC等都不利，從目前的技術水平上來說還是少用調頻為好。

總結上面的三種模式：定頻控制的PF只能無限接近1，變頻控制頻率變化范圍太寬。

若避開它們的缺點結合它們的優點那就是終極方案的特點，終極方案是即“變頻”又“定頻”。

臨界模式的公式

在穩態下臨界模式的Ton不變所以公式變換得

假設我們的輸入電壓Ui=0~300V輸出直流電壓Uo=400V代入上面公式，頻率f的變化范圍1~1/4，這個變化范圍已知并可控如果輸出電壓高于400V那么頻率的變化范圍將更小。

當我們選定了臨界模式的頻率后整個電路的工作頻率也就選定了，斷續模式或連續模式都保持這個頻率不變變的只是占空比。

                                                    圖2-4 變頻又定頻的三模式波形

前面已經提到臨界模式向下彎曲就進入斷續模式向上彎曲就進入連續模式如圖2-4所示，跟我們的DC-DC電路一樣隨著負載的變化電路可以由斷續模式自由的過渡到連續模式并且每種模式都能達到理論上為1的功率因數。

下面介紹具體電路應用：

電路連接方式如圖2-5，后面接的是一個可變負載，在0-100ms范圍內負載由400歐姆變到20歐姆的仿真波形如下：

如圖2-6所示電路由斷續模式自由的過渡到連續模式，這樣的PFC電路不用再區分大、中、小功率了只需一顆控制IC，參照DC-DC的設計方法可根據實際需要來選擇PFC的工作模式。

                                                       圖2-7 負載突變波形

圖2-7是負載由64歐姆突變到500歐姆再突變回64歐姆的波形，這種動態響應取決于環路設計，仿真中的環路只用了P處理及較低的增益所以這里只看趨勢不看結果。

無橋PFC

無橋與有橋區別就在于橋，有橋PFC經過橋的整流后電路處理的是直流電無橋直接處理的是交流電，可將無橋分成兩路來分析輸入電壓正半周時一路負半周時另一路。

見下圖3-1

                                                        圖3-1  無橋PFC一分為二

上半部分為正半周時的等效電路，下半部分為負半周時的等效電路，中間圖片中打叉的二極管可以省掉，去掉這個二極管之后的電路變成了一個串了二極管的Boost電路。

現在我們再把上下兩部分電路合二為一見圖3-2

將倆直流電源的兩端并聯起來再換成交流電源就合成了圖中的第二個電路，這個電路稍微變形一下就變成了圖中的第三個電路，這個電路很多人都認識——雙電感無橋PFC。

由上面的分析可以得出雙電感無橋PFC就是由兩個Boost電路構成，正半周時一個Boost電路工作負半周時另一個Boost電路工作，這樣的電路控制簡單只要再增加一個正負半周判斷的功能即可。這種電路的優點是省了一個二極管缺點是需額外的一個電感增加了成本，有別于交錯式PFC在交錯式PFC中兩個電感能實現1+1=2的功率而這種電路還是1+1=1的功率。

為了追求極致的效率和成本將新方案用在單電感無橋電路中來分析，依然將電路一分為二見圖3-3

                                                          圖3-3 傳統無橋PFC

上半部分為輸入電壓正半周時輸入電源接在參考地上，下半部分為負半周時輸入電源的電壓相對于參考地是浮動的，為了能檢測到輸入電壓增加了一個電壓檢測電路如圖3-4

                             圖3-4 電壓檢測電路

通過變壓器的隔離作用將輸入電壓與參考電壓統一起來解決浮地問題，圖3-4中的橋整流器輸出得到的是整流后的輸入電壓波形，比較器用來得到正負半周信號。

應用電路如下：

                                               圖3-5傳統無橋PFC應用電路

仿真結果如下

此時的兩個MOS管是交替工作的，在MOS管開的時候有一個二極管壓降圖3-3中的紅色環路，當MOS管關閉的時候有兩個二極管壓降圖3-3中的綠色環路。從圖3-3中可以發現兩個MOS管是可以同時打開的這樣在MOS管開的時候可以少一個二極管壓降進一步的提高效率仿真結果如圖3-6

這種電路的缺點是輸入負半周時輸入電壓是浮地的有EMC問題，優點是比雙電感無橋PFC效率更高更便宜。

還有一種圖騰柱結構的無橋PFC，同樣電路一分為二來分析見圖3-7

正半周時輸入電源一端接在參考地上，負半周時輸入電源一端接在輸出Uo上這樣的結構沒有浮地問題也沒EMC問題，其應用電路如下 

應用電路中同樣也接入了電壓檢測電路，這種電壓檢測電路只能檢測交流信號后續還有另一種電路交直流信號都可以檢測。

仿真結果如下：

MOS管開的時候圖3-7中的紅色環路有一個二極管壓降，MOS管關閉的時候圖3-7中的綠色環路有二個二極管壓降，這里可以借鑒同步整流的方法讓其中的并MOS管的二極管實現同步整流。仿真結果如圖3-10

                                             圖3-10 圖騰柱無橋PFC同步整流

這種方法有直通的風險或者是同步整流電流倒灌的風險，但在效率上這種方法比較理想，整個電路只有一個二極管管壓降。

逆變

一般電路都是可逆的如下面的電路

                圖4-1 雙向可逆電路

圖4-1中從左向右看是Boost電路從右向左看是Buck電路，所以有人說Boost和Buck是同一拓撲。前面分析的PFC是AC-DC電路如果逆向看的話就是DC-AC電路（逆變器）參考圖4-1的變換規律凡是二極管的都換成MOS管凡是MOS管的都換成二極管電源變負載負載變電源，下圖4-2為從AC-DC到DC-AC的變化過程。

圖4-2的DC-AC逆變電路是從右向左看的習慣上都是從左向右看所以把電路鏡像一下變成了圖4-3的逆變電路

                                      圖4-3 DC-AC逆變電路

這種結構的逆變器容易控制，電路的前半部分是個Buck電路后半部分是個低頻整流橋，實際應用中的電路如下

控制器上多了個Control引腳，這個引腳接低電平是為整流接高電平時為逆變。驅動純電阻負載時逆變器需接入一個參考信號如圖4-5，參考信號一路輸出為整流后的交流信號另一路輸出為正負半周脈沖信號，參考信號同Buck的輸出信號進行對比產生反饋信號以實現設定的輸出。

仿真結果如圖4-6

在Buck的輸出既電感和逆變橋之間可以接一個小電容（或者是負載旁接一個小電容），這個電容不能太大就如同PFC電路的橋后不能接太大的電容一樣，電容大了影響波形。

整流橋電路的四個MOS管兩兩導通開關頻率為輸出的交流低頻，再加上一個Buck電路的PWM管這種電路要用到5個管子，整流橋的MOS管本身可以兼做PWM管的功能這樣就可以省掉一個MOS管，這種四管的逆變器與無橋PFC有一定的淵源。

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在相同條件下整流和逆變的驅動波形及電流波形如圖5-1

                                             圖5-1 同條件下整流和逆變波形對比

從圖5-1中可以看出整流和逆變的驅動波形近似于互補電感的平均電流相同，這說明整流和逆變是可以互相轉換的也就是可雙向工作，這個問題在后面的電機驅動里再詳細分析。

一般的四管逆變橋電路如下圖

                                      圖5-2 逆變橋電路

在電路分析上依然將正負半周分開，下圖是由典型的Buck電路構成的逆變變換

在圖5-3中正負半周都是一個Buck電路，負半周時有浮地問題。這種工作模式是兩個上管做為PWM管，可看成是傳統PFC電路的逆向應用。

從驅動和效率上考慮更喜歡用下管做PWM管，見下圖5-4

下管做PWM的這種模式在正半周時有浮地問題。為解決浮地問題將圖5-3的正半周與圖5-4的負半周結合起來就構成了圖5-4圖騰柱結構逆變模式

這種模式可以看成是圖騰柱PFC電路的逆向應用，同圖騰柱PFC電路一樣這種結構沒有浮地問題。

從上面的分析中看出有橋、無橋、整流、逆變它們的控制方式都差不多，區別就是選擇哪個PWM管和選擇哪個環路工作而已，單從控制上來說解決了采樣問題（電流采樣或電壓采樣）神馬浮地問題都是浮云。

上面的電路仿真并沒有完全展示出這種四管橋電路的優勢，在其工作的某一環路總有二極管管壓降的存在，若應用同步整流技術可以完全消除這個二極管管壓降（四管PFC電路同樣可以實現無二極管管壓降的效果）。下圖5-6是在圖5-5圖騰柱模式的基礎上采用同步整流的控制方式得到的波形

                                                  圖5-6 同步整流高效驅動波形

圖5-5的圖騰柱模式在電感放電環路（綠色環路）中存在二極管管壓降，如此時將并聯的MOS管打開就實現同步整流的功能，從驅動波形上看兩個PWM驅動信號是互補的，這樣的驅動模式可以讓這種橋結構拓撲達到最高的效率充分的發揮四管電路的優勢。

單相電機驅動

                                                       圖6-1 單相電機控制應用電路

圖6-1中用一交流電源替代電機，交流電源的峰值反映電機的轉速電源中的電流體現電機的扭矩。在控制上與前面介紹的逆變電路差別不大區別在于可直接利用電動機的反向電動勢而不需額外的參考信號，不需要PID電路通過人為調節轉把剎車來控制。這里主要仿真一下DC-AC的雙向切換既剎車能量回收功能及一種“超級濾波器”電路。

一般我們在使用濾波器濾除紋波后波形總會發生相位和幅度的變化，變化規律與頻率有關所以又稱為幅頻特性和相頻特性。這樣的濾波器適用于一定的頻率范圍對于較寬的頻率范圍其濾波效果不好，不喜歡用變頻控制也可能有這方面的因素。這里設計一種不受頻率影響的濾波器——微分采樣保持平均值濾波器

原理如圖6-2根據微分器的特點在輸入波形的谷底和谷頂其變化率為0，通過判定這個零信號來分別會產生一個谷頂采樣信號和谷底采樣信號再通過保持電路保存這個信號直到下一次采樣信號的到來，后級將兩路信號相加除二就得到了平均信號。

圖6-3這種濾波器的是仿真結果，紅色曲線為輸入波形，黃色曲線為谷頂采樣保持波形，藍色曲線為谷底采樣保持波形，綠色曲線為求得的平均值輸出波形。這種濾波器不受頻率的影響也就沒相頻特性和幅頻特性，若用于環路中大概環路要換一種設計方法了。

通過采樣反向電動勢可以直接得到所需的電流參考波形，同PFC一樣電路中的電流與電壓同頻同向在電路控制上無需使用鎖相環電路，不采用鎖相環主要從兩方面考慮：

其一，鎖相環是對相位偏差進行修正，同運放電路一樣偏差總是存在的若要小的偏差就需高的增益，增益高了動態特性就差這就需要好的環路設計，另外鎖相環有失鎖的風險。

其二，鎖相環可以實現精準的速度控制這里的電路應用主要針對電動車不需要精準的速度控制主要控制的是輸出電流或者輸出功率。這里的電路是對電流進行修正，動態特性影響的是電流不會影響頻率和相位。

在采樣反向電動勢時電動機的轉速會影響反向電動勢大小，作為參考信號不希望其受轉速的影響所以又加入一個穩幅器仿真結果如下

                                                         圖6-4 穩幅仿真波形

穩幅器的原理比較簡單跟通常的穩壓一樣引入一個負反饋和一個基準源，圖6-2上半部紅色曲線為輸入的變頻又變幅的信號下半部綠色曲線為經過穩幅器后的恒幅波形，經穩幅后的波形相位和頻率都不發生變化。

如果電動車具備了剎車能量回收功能那么其續航能力將更長，根據圖6-1只要改變控制腳Control的電平就能實現能量輸入輸出的切換（逆變為能量輸出，整流為能量輸入）仿真結果如下（假設電機轉速不變）

如圖6-5當Control信號為高電平時電路處于逆變模式此時電動機的電流電壓同向為負載在消耗電池能量，當按下剎車后Control信號為低電平此時電路處于整流模式電動機的電流電壓相差180度為電源（發電機）向電池反充電。圖6-5恰好是在電流為零的時候切換模式的實際應用中可能會在任意時刻剎車，如果直接切換模式會對電機造成很大的沖擊比如早期經常出現電機斷軸的情況，所以要做柔性剎車處理，仿真結果如下

如圖6-6實際的剎車信號都是從零開始逐漸增大，而急剎車只是曲線較陡而已，反向充電電流可以從小到大比較柔和的反充回電池。

單相并網逆變

電網等效一個大電機，電網的電本身就是來自于大發電機，并網逆變可以采用與單相電機同樣的控制方法在有些地方還要更簡單些如電網的電壓幾乎是恒定的（220V），電網的頻率幾乎是不變的（50Hz），采用這種控制方式的優點是相位始終同步、諧波含量低、入網電能質量高等。相對于電機控制并網逆變要多一些功能如太陽跟蹤、最大功率點跟蹤（MPPT）、孤島效應等，并網的電能可來自于太陽能、風能、水能、地熱能等。以太陽能電池板發電為例，原理圖如下

圖7-1中的電池組與并網逆變一般是二選一的，并網了就不需電池組用電池組就不并網。

圖中的太陽跟蹤是一個由電機、齒輪、軸承等構成的機械部件，可單軸可多軸，多軸跟蹤效果更好還可實現大風天自動收縮的功能，跟蹤功能可利用幾個互成角度的光敏傳感器來實現，一句話總結太陽跟蹤器其就是一個電子“向日葵“。

最大功率點跟蹤（MPPT），太陽能電池板的輸出功率受光照影響是變化的，如何讓太陽能電池板始終輸出最大功率這就是MPPT的作用。 MPPT可看成是一個可變負載，當這個可變負載與太陽能電池板內阻一樣時輸出功率最大，想要知道電池板內阻有點難度所以對于MPPT的控制一般都是采用擾動觀察法、電導增量法、恒壓控制法等。擾動觀察法就如同一個反饋環路波動與穩定速度是相互矛盾的，環路設計的好這也不是什么大問題，問題在于擾動法是假設萬里無云光源很穩的情況，如果空中飄來一朵云云來時無論如何擾動輸出功率都在減少云去時無論如何擾動輸出功率都在增大，如果云朵縫里再透出一點點光情況就更復雜了這時的擾動法就不可靠了，而對于成千上萬瓦的大功率太陽能系統擾動過程中的能量損失也是很可觀的。電導增量法不了解，恒壓控制法大概是以滿功率時的電壓為參照實際上太陽能電池板多數情況工作于非滿功率狀態。基于上面兩種MPPT控制法的問題設想了一種MPPT傳感器，從這個傳感器上可以直接得到太陽能電池板最大輸出功率時的電壓值。

基本思路，太陽能電池板是由許多個SOLAR CELL串并聯構成的，取其中一塊或幾塊找出其上的最大功率點那么整塊SOLAR CELL矩陣的最大功率點也就知道了，這一塊或幾塊SOLAR CELL就起著傳感器的作用，具體的構思如下：

                                 圖7-2  MPPT傳感器的模塊圖

如圖7-2所示模塊里包含了一個DC/DC模塊和一個采樣保持電路，DC/DC模塊輸出接一固定負載，PWM信號從近0變到近100%如此反復實現的功能等效一個周期變化的負載，不妨稱其為PWM掃描電路（也可選用其它可調負載如數字式可調電阻）。

隨著PWM信號占空比的逐漸增大輸出電壓Uos增大在某一時刻后輸出電壓Uos開始減小這個時刻的輸入電壓Uis即為電池板的最大功率輸出電壓，這一時刻Up將保存此刻的Uis不變，當rest信號上升沿到來時將Up信號傳遞給Umpp并保持，當rest信號下降沿到來時Up復位重新記錄最大Uos時刻的Uis，MPPT傳感器模塊內部信號可參照圖7-3，圖中虛線為最大功率點時刻。

                                                         圖7-3 模塊邏輯時序圖 

實際應用中將MPPT傳感器接入功率級電路中連接方式如圖7-4，對于功率級的MPPT模塊其PWM信號控制的準則是滿足電池板矩陣的輸出電壓Ui=m*n*Umpp，對于輸出是直接接蓄電池組的需再加一個控制環路首先保證電池的不過充其次滿足MPPT功能。

                                          圖7-4 MPPT傳感器模塊的實際應用電路

若用軟件來實現更簡單，程序如下

while(1) 

{

 if(++pwm>=100)             // 復位信號

      {

        pwm=0;

        Umpp=Up;               // 將最大功率時的電壓賦值給輸出

        U_last=0;

        flag_1=0;

      }

      star_adc();                 // 采樣輸入電壓Uis輸出電壓Uos

      if(Uos>U_last)

          U_last=Uos;

        else                        // 保存最大功率時的電池板電壓            

          {

            if(flag==0)          // 保證一個PWM周期只保存一次

            {

             flag_1=1;

             Up=Uis;

            }

          }  

    delay_ms(10);

}

上面代碼的掃描周期為1s，既每1秒鐘MPPT傳感器向MPPT控制器發送一個最大功率時的電壓信號。這種方法的優點是只對MPPT傳感器進行”擾動“不影響主功率電路，完成一次掃描后即可得到所需電壓信號，不存在系統不穩定因素。缺點是無法保證所有的SOLAR CELL單元的一致性，單個SOLAR CELL能否反映整個矩陣的特性還有待探討，需在太陽能電池板的四周和中心都安裝傳感器再結合某種算法以應對云來云往。

孤島效應，讀過一些關于解決孤島問題的文章好像還沒有能從根本上解決這一問題的方案。可以從這個角度來分析這個問題，每個并網設備都是一個孤島當所有的并網設備的總和占總電網的比重比較小時很多方法都可以解決孤島問題，當所有的并網設備總和占總電網比重較大甚至將來有一天遠超過電網自身的電量時基本上很難解決孤島效應。這里又有一個設想將所有的并網設備聯網，聯的是internet網，如果某區域電網需要斷電上一級系統會發斷電通知那么所有相關并網設備接到通知后斷電，另外在前面方法里參考信號是采樣的電網電壓波形，如果電網電壓畸形這種方法不能起到修正波形的作用。通過聯網上一級系統可以發送標準的參考信號，就如同北京時間一樣全國所有地區都參照這一信號這樣即使某地區電網電壓畸形并網設備也能進行部分的修正。

三相PFC

三相電路有個特點，平衡時三相電流和為零，中性點（三相電源交匯處）的電壓平均值為整流后的直流電壓的一半。為了方便理解和分析在中性點處上下各接一大電容以使中性點上的電壓鉗位在1/2Vcc見下圖8-1傳統三相PFC。

                                             圖8-1 傳統三相PFC電路

接入這兩個大電容后三路可以獨立工作這樣就很容易將三相PFC拆分成單相PFC來分析了，見下圖8-2

正半周時為Boost電路，可實現有源主動式PFC功能，負半周時開關管不起作用為無源被動式PFC下圖8-3為傳統三相PFC的仿真波形

從圖8-3中看出由于正半周是主動式PFC電流波形很好，負半周時在區域1中電感一端接負電壓一端接地此時為電感充能電感電流增大，在區域2中電壓大于零由于反向二極管的作用電感停止充能并向外釋放能量電感電流減小，因為是被動式PFC所以電流并不理想功率因數低。

為達到更理想的PFC效果有人設計了VIENNA（維也納）結構的三相PFC電路

圖8-4中的兩個電路原理是一樣的右邊的更容易理解一些，所以用右邊的電路來分析這種VIENNA拓撲。

同樣在中性點上下各接一大電容來進行單相分析，如圖8-5

這種電路優點是開關承受壓力小無上下管直通的風險，缺點是目前沒有高速雙向開關，圖8-4中兩種雙向開關的實現方法都會影響效率。

三相逆變橋也可實現PFC功能，缺點是成本略高優點是靈活、高效還可實現逆變功能。

分析時同樣接入倆大電容如圖8-6，單相的工作方式如下

通過上面及以往的分析可以得出這樣的結論：三相電路的問題都可轉換為單相無橋電路來分析，單相無橋電路又可轉換為普通的Boost電路來分析，處理好Boost電路的PFC問題三相PFC的問題也就好解決了。

上面的分析是加入了兩個電容，三相電路原本是不需要這兩個電容的，不加這兩電容的仿真波形如下

如圖8-8電流波形不是很規則PWM驅動信號也較亂，原因在于三相電流不是連續的而是由PWM信號控制的脈動電流，三路開關有開有關瞬間的電流和并不一定是零所以加入這兩個緩沖電容不僅有助于分析電路在實際電路應用中也是必要的（可以根據實際情況選擇電容大?。?。另外實際應用中的中性點一般離我們很遠是在電網發電機的那一側，我們所使用的零線（N線）實際上和中性點之間相當于串了一個電阻，因此實際的逆變橋三相PFC應用是下圖8-9這種方式。

圖8-9通過三個電容的這種連接方式可以使遠端的電網中性點和逆變橋三相PFC電路的中性點電壓保持一致，仿真波形如下 

如圖8-11遠端中性點電壓和逆變橋三相PFC的中性點電壓幾乎是重合的，輸出電壓比較平直三相PFC的優點是輸出工頻紋波小。

三相逆變器

根據電路的可逆性三相PFC電路逆向應用就可實現三相逆變器,控制上只需改變一下Control腳電平，電路分析上與之前的方法相同這里不再重述。這里主要有兩個問題：

第一個問題，仿真中用的是電流控制法也就是讓電路中的電流成標準正弦波，對于純電阻、電機這樣的負載沒什么問題電壓和電流可以同向同波形，但對于阻容并聯、二極管等非線性負載電壓會發生移相或者畸形的問題，對于一些只要求標準的正弦電壓波無電流要求的設備這種控制方法并不理想。在之前還提過的一種終極電壓控制方案能解決這一問題，控制電路按之前的積分公式搭建同電流模式相比這種模式只需采樣一端電壓即可，電路更簡單些。下面是基于Buck拓撲用這種電壓控制模式模擬的動態仿真波形，電路為開環控制。

                                           圖9-1 電壓控制模式的動態仿真波形

如圖9-1 輸入電壓為疊加有紋波的直流電，在5ms和10ms處負載發生突變，仿真結果是輸出電壓一直保持穩定既不受輸入紋波的影響也不受負載變化的影響，再看一下動態響應基本上在單個開關周期內就能讓輸出電壓重新穩定了，單周期動態響應這是非線性控制技術的特點。

再來看一下電流控制模式的動態響應

圖9-2輸入電壓也是波動的，在5ms和10ms處負載突變，電路中的電流一直保持不變輸出電壓跟隨負載變化，在單周期內完成動態響應具有非線性控制的特點。通過這兩種模式的比較可以得出這樣的結論，電壓模式是以電壓為控制核心，開關頻率占空比都不固定，不受輸入輸出影響可以得到的穩定的電壓，可在單開關周期內完成動態響應，非常適合恒壓輸出（輸入）的場合。電流模式是以電流為控制核心，開關頻率占空比都不固定，不受輸入輸出影響可以得到穩定的電流，可在單開關周期內完成動態響應，非常適合恒流輸出（輸入）的應用場合。

下面圖9-3是三相逆變器輸出接非線性負載的電路圖，這里的非線性負載是由兩個電阻、一個電容、兩組二極管（每組72個）構成。

首選采用電流控制模式進行仿真，結果取三相中的a相，見圖9-4

在電流控制模式下可以控制a相的電流為標準正弦波，但由于負載是非線性的a相的電壓也是非線性變化的，這種模式受負載影響無法精確控制電壓。

其次采用電壓控制模式進行仿真，結果取三相中的a相，見圖9-5

在電壓控制模式下可以控制a相的電壓為標準正弦波，由于負載是非線性的a相電流也是非線性變化的，對于要求輸出電壓是標準正弦波的設備用這種控制模式是比較理想的，電壓不受負載影響通用性較好。

第二個問題，在以往的電機控制仿真中都是用逆變器輸出交流波形來驅動的交流電機，這種逆變器電路也可以直接驅動直流電機，見下圖。

圖中的電路(a)是之前仿真采用的電路，其中的Ua、Ub、Uc分別是三相交流電機的三個端子其上的電壓為正弦波也是交流電機的反向電動勢電壓，如果用一個框把(a)中的交流電機和電感框起來，框內的這部分電路就是一個直流電機模型其等效圖如圖(b)，從這里可以看出對交、直流電機的控制基本上是一樣的。問題在于交流電機控制中可以直接測得電機的反向電動勢Ua、Ub、Uc，在直流電機中無法直接得到反向電動勢電壓，當驅動電機時直流電機的三個端子被鉗位在VCC或者GND上測量電機端子只能得到脈沖波。要得到高質量的反向電動勢信號可以采用外接一個小電機的方法來專門產生反向電動勢信號，只是這樣會增加成本并且由于工藝的問題小電機產生的反向電動勢信號會有些偏差，這里有一個方法將小電機裝在電機內部可以以最低的成本實現100%同步。在開關電源中通過輔助繞組來為IC、驅動提供能量，這里也借鑒這個方法在電機里加入輔助繞組專門用來產生反向電動勢，結構圖如下：

                                          圖9-7 帶反向電動勢信號輸出的電機

輔助繞組同主繞組安裝在同一相上這樣可以產生與主繞組同相位同波形趨勢的反向電動勢，在生產過程中這種安裝方法也比較容易實現，成本的增加微乎其微。

這里需要考慮一個問題，開關管動作所引起的電流變化是否也會影響到輔助繞組的電壓？看一下公式推導，輔助繞組的電壓來自于電磁感應

    （公式9-1）

                                （ 公式9-2）

化簡得 

              （ 公式9-3）

從公式中可以看出影響反向電動勢的因素是△I，所幸電機是工作于連續模式的△I較小。通過這種方法的到的反向電動勢就如同DC-DC（Buck電路）的輸出電壓，在穩定的電壓中疊加了一個開關紋波，這個紋波的大小與電感大小、開關頻率、濾波電容等有關，通過恰當的設計和處理可以將這個紋波的影響降低到最低從而得到理想的反向電動勢波形。

能量反饋型電子負載  

開關電源做好后都要進行老化試驗，用燈泡、電阻這樣的負載老化電能都白白浪費了，如果采用電子負載將電能再返回電網這樣可以節約很多電能。

如圖10-1是并網反饋電子負載的方框圖，圖中的電子負載是非阻性元件不消耗電能（實是PFC電路）對于待測電源來說電子負載可以達到真實負載相同的效果，對于并網逆變來說電子負載是其直流電源，電子負載上“消耗”的電能通過并網逆變反饋回電網。分析一下電網、待測電源、電子負載、并網逆變、電網這個環路，由于各環節的效率都不是100%所以從電網進入待測電源的功率要大于從并網逆變返回電網的功率最終的效果是電網始終在向外輸出電能，并無能量返回電網。通過這個分析發現能量反饋這個環路可以不需要電網參與的，電路變換一下成為圖10-2這種能量反饋型電子負載。

如圖10-2假設待測電源是AC-DC電源，逆變器是DC-AC，環路進行著DC-AC、AC-DC無損轉換，電子負載調節其中轉換電流的大小，如果效率都是100%這個環路可以一直循環下去，實際上每個環節都有損耗電網要通過PFC電路向環路提供電能來補償這些損耗以維持環路的循環。計算一下節能效果假設待測電源效率80%、功率1000w、其它設備效率95%，

電網消耗的功率為 1000*（1/0.8*1/0.95-0.95）/0.95=385w    可節能 1-385/(1000/0.8)=69.2%。

采用圖10-1的并網逆變，其一技術要求高成本也高些，其二并網需要相關部門的允許，采用圖10-2這種能量反饋電子負載技術要求低些也沒相關限制，而且逆變可以直接模擬從低壓到高壓這種全電壓范圍的變化，相對更實用一些。

同傳統三相PFC電路相似如果只采用下管PWM驅動或者上管PWM驅動時逆變效果不是很理想，如圖9-8

在圖9-8中當有兩相PWM驅動時，由于三相電流和為零無PWM驅動的一相也能得到較理想的波形，當三相中只有一相為PWM驅動時另兩相不受控波形不理想。

逆變電路要注意輸出電壓不能高于輸入電壓否則會出現消頂現象，如圖9-9

三相電機驅動

在以前的分析中采用這種電流控制方式可實現剎車能量回收，自動限流（電流控制模式），電機正反轉，還可以增加短路保護以應對意外情況，唯一不能實現的是電機零速啟動問題。電機靜止的時候速度為零無反向電動勢無法獲得電機相位信息，一種方法是通過軟件編寫一個啟動程序將三相電機當成步進電機來控制，這種方法電機有時會反轉一下啟動力矩也不大，另外的方法是通過增加霍爾位置傳感器或者光電感應傳感器來獲取電機相位信息，在這里只作為啟動時使用有點大材小用。還有一種方法是借鑒有刷直流電機的換向器結構原理來實現相位的判斷，如圖9-10

同有刷直流電機的換向器用法剛好相反，這里換向器是固定在定子上的碳刷是固定在轉子（外殼）上，在電機靜止時通過三個碳刷與換向器的不同接觸位置產生三位二進制代碼來判斷電機的相位，當電機轉起來控制器識別到反向電動勢后直接采用反向電動勢而不再使用三位二進制代碼，與此同時在電機轉起來后由于碳刷及其支撐件是連在轉動的外殼上的在離心力的作用碳刷會向四周移動從而脫離與換向器的接觸，這樣啟動裝置只在啟動的時候有摩擦再加上換向器處理的是信號電流這部分啟動部件的使用壽命幾乎不用考慮。

去掉圖10-2方框圖中的待測電源再整理一下得到圖10-3這種能量反饋型多功能電源

                       圖10-3 能量反饋型多功能電源

在圖10-3中的上半部分是一個帶PFC功能的逆變電源，下半部分為n組電子負載，用逆變橋電路實現的電源可以說是無所不能，交流輸出、直流輸出、正弦波輸出、方波輸出、三角波輸出、梯形波輸出、電壓源、電流源，疊加有紋波的直流輸出等（饅頭波），下圖是這種逆變電源輸出正弦波、梯形波、三角波、方波的仿真圖。

這種逆變橋電源可以調頻、調幅還可以加限流保護功能，這些功能可以方便電源的生產和調試。比如新做的電源可以先加半電壓測試無故障后再全壓測試，通過設置恰當的上限電流可避免災難性的后果甚至可以避免功率開關管的損壞，再比如可以很方便的將電源調到230V 60Hz用來測試老化出口某國的產品。這些多種模式的實現幾乎不需要增加硬件成本只通過軟件編程即可實現（也可做純硬件的需要配波形發生器）。如果再附加功率因數測試、輸入輸出功率測試、效率計算等功能就更完美了。