近段時間一直忙著弄畢業論文，上論壇比較少了，前兩天論文提交送審，打算發一個帖子，詳細介紹一下單級PFC反激式電路結構。
單級PFC的反激式結構相信做LED電源的都不會很陌生，但估計大多數工程師做的工作限于按照IC廠商的datasheet設計產品，其中詳細的原理很少有人細究。考慮到工程應用中，復雜的公式實用價值不高，本貼將著重于定性地分析電路的工作原理，同時配合手頭上能夠提供的仿真和實例分析。
本帖首先介紹常用單級PFC反激式結構的幾種工作模式，重點介紹一下適合用于做大功率（100W左右）的電路結構，也就是本帖實例介紹的FOT控制模式。
首先提出幾個問題，希望大家能夠一起探討。
1、為什么市面上大多數單級PFC的LED驅動器都選用臨界或者斷續工作模式？
2、為什么單級PFC的PF值隨輸入電壓升高下降？
3、為什么單級PFC的輸出紋波如此之大？
為了回答上面的幾個問題，首先有必要講一下單級PFC的基本原理。臨界模式的單級PFC最早應該是由L6562這顆PFC控制芯片改進得來的，先給出一個框圖描述L6562用于單級PFC的基本結構和外圍電路，定性分析工作原理。
再來看PFC功能。乘法器的輸入分別來自誤差放大器的輸出和整流后饅頭狀正弦半波的分壓，因此乘法器輸出也是饅頭狀正弦半波，那么最終初級電感電流峰值也就跟隨饅頭狀正弦半波，下面這個圖可以說明問題。
我們再看，反激式電路中D的表達式為：D=Vor/（Vor+Vin），Vor是反射電壓，Vin是輸入電壓。單級PFC中，Vor=n*（Vo+Vd）基本可認為是不變的，而Vin是隨著線電壓相角變化的，為了提高PF，必須減弱D隨線電壓變化的程度，那唯一的辦法就是增大Vor，當Vor大到一定程度時，Vin從零變化到線電壓峰值，D基本可認為不變了，那么功率因素就近似為1了。
通過以上的分析，應該已經完全解釋了帖子開始提出的問題2。在工程設計中，對于全電壓情況下，通常的設計使得110V下的功率因素可以很容易超過0.98，但到了265V的時候，通常只有0.9左右了，針對這個問題，可以說，基本是沒有辦法的，進一步提高匝比，或者說是反射電壓，肯定可以進一步改善，但是MOS管的耐壓就要進一步提高了，此外，過高的反射電壓會導致另一個問題。這個問題就是，當反射電壓明顯大于輸入電壓時，變換器如果在斷續工作模式（包括準諧振），那么退磁完成進入自由振蕩后，MOS管的漏極會出現負壓，導致MOS管的體二極管導通，效率顯著降低了。
第三個問題:因為開關波形的包絡是整流后100Hz的波形，故輸出也是會有100Hz的紋波。
再來一個問題：PSR+PFC的是怎么實現PFC，有能夠PSR恒流的？
繼續來看上面那個圖中包含的信息。圖中白色的三角狀部分表示次級電感電流峰值，對這個電流取平均值，就得到了次級電流的平均，和輸入電流波形一樣，是一個100Hz的比正弦半波更扁的低頻波，這個電流最終被分為兩部分，一部分流入輸出濾波電容，一部分流入負載。理想情況下，電容上將吸收所有的交流，輸出負載只流過直流，但這個交流成分的頻率是100Hz，要處理如此的低頻紋波，電容容量會大的驚人，因此，第三個問題得到了解答，單級PFC的紋波很大也是從結構上沒有辦法改善的。增加一級次級調節器也許是唯一的辦法。
接著討論占空比相關的問題。如果輸出電壓電流以及輸入線電壓不變，臨界或者斷續模式下的單級PFC每一個開關周期的開關管導通時間是保持恒定的，這就保證了初級電感峰值電流跟隨饅頭狀的正弦半波。但是需要引起注意的是，導通時間必定隨著輸出負載功率的增加以及線電壓的降低而增大，至于道理很簡單，因為能量守恒，輸出能量大了，輸入電壓低了，那輸入電流必須增大，因此導通時間勢必增大。導通時間增大同時導致關斷時間也要增大，最終在臨界模式單級PFC中出現的現象是，平均開關頻率的最低值發生在最低線電壓和重載下，最高值發生在最高線電壓和輕載下，最低我們知道不宜低于20KHz，否則可能有音頻噪聲，最高，通常不高于150KHz，以免進入傳導EMI測試頻段，這就是很多IC內部為什么限定最高與最低頻率的原因。
開篇的三個問題，還有第一個沒有回答，單級PFC通常工作在臨界模式或者斷續模式，這涉及到的原因很多，下面一一道來，不全面的地方歡迎大家補充。
第一個原因：單級PFC工作在斷續或者臨界模式下可以實現原邊恒流。斷續或者臨界模式下，初次級側電感電流均為三角波，輸出平均電流可以表達為Io=Ipks*D'/2，D‘是退磁時間，臨界模式中可以近似等于1-D，其中Ipks=n*Ipkp，而1-D可以從從初級側驅動信號下降沿計時到過零檢測觸發結束得到，因此，斷續或者臨界模式下要實現恒流，所需的全部信息可以從初級側得到。連續模式下則是不行的，因為電流的谷值是不定的。當然，連續模式下要實現原邊恒流也未必不可能，有興趣的可以參看一下上海占空比的DU8623，細讀一下其恒流專利，盡管這是一個BUCK結構的IC，但其恒流思路用在連續模式下的原邊反饋應該是可行的，這里就不詳述了。
第二個原因：大信號不穩定現象。單級PFC在線電壓瞬時值較低時，占空比非常大，遠超過0.5，如果采用常見的定頻PWM并且工作在連續模式，將產生次諧波不穩定問題，并且，由于輸入電壓是瞬間變化的饅頭狀正弦半波，企圖通過斜率補償來消除這一不穩定現象幾乎是不可能的。本帖最終介紹的大功率單級PFC采用固定固定關斷時間的控制方法，避免了次諧波不穩定問題。
第三個原因：小信號不穩定現象。這個問題可以說是比較牽強的，眾所周知斷續模式下不存在右半平面零點問題，但實際上，單級PFC的環路帶寬非常低，完全避開了右半平面零點頻率。
應該還有其他的原因，歡迎大家補充。
先來個實例，很早以前做的，LT3799，通用輸入范圍，輸出1A恒流，電壓20--25V。
再看一下輸出電壓紋波。
先撇開PFC部分的功能，這個框圖和普通的定頻峰值電流控制模式反激式電路的區別在于沒有固定的時鐘信號，開關管開啟，初級電感電流上升到Rs上壓降達到乘法器輸出電壓時，RS觸發器翻轉，開關管關斷。對于定頻PWM控制IC，開關管的導通受固定頻率時鐘信號控制
》》》》》》》》》》》這個其實就是電流型控制IC和電壓型控制IC的最根本的區別了，三角波的來源
繼續來寫，首先上傳幾個文件。
L6562 Transformer Calculate Tools5W.xls
這兩個文件可能見過的不算陌生，第一個應用手冊非常詳細地推導了臨界模式單級PFC的大信號工作原理，第二個表格則用來計算變壓器。很多工程師可能不需要詳細的計算就能做出一個合格的電源，但前提肯定是反復地嘗試，最終形成了積累。單級PFC的變壓器設計如果完全用公式來量化，可以說是非常復雜的，涉及到一些無法用代數表達式表示的積分項，所以設計表格中出現了多項式形式的近似計算。
下面開始引入重點了，為什么臨界模式的單級PFC功率不適宜做大？希望大家可以一起討論。
