| 0 引 言 信息時代離不開電子設備，隨著電子技術的高速發展，電子設備的種類與日俱增，與人們的工作、生活的關系也日益密切。任何電子設備又都離不開可靠的供電電源，它們對電源供電質量的要求也越來越高。 目前，開關電源以具有小型、輕量和高效的特點而被廣泛應用于電子設備中，是當今電子信息產業飛速發展不可缺少的一種電源。與之相應，在微電子技術發展的帶動下，DSP芯片的發展日新月異，因此基于DSP芯片的開關電源擁有著廣闊的前景，也是開關電源今后的發展趨勢。 1 電源的總體方案 本文所設計的開關電源的基本組成原理框圖如圖1所示，主要由功率主電路、DSP控制回路以及其它輔助電路組成。 開關電源的主要優點在“高頻”上。通常濾波電感、電容和變壓器在電源裝置的體積和重量中占很大比例。從“電路”和“電機學”的有關知識可知，提高開關頻率可以減小濾波器的參數，并使變壓器小型化，從而有效地降低電源裝置的體積和重量。以帶有鐵芯的變壓器為例，分析如下：
圖1 系統組成框圖 設鐵芯中的磁通按正弦規律變化，即φ= φMsinωt，則：
從公式可以看出電源頻率越高，鐵芯截面積可以設計得越小，如果能把頻率從50 Hz提高到50 kHz，即提高了一千倍，則變壓器所需截面積可以縮小一千倍，這樣可以大大減小電源的體積。 綜合電源的體積、開關損耗以及系統抗干擾能力等多方面因素的考慮，本開關電源的開關頻率設定為30 kHZ。 2 系統的硬件設計
圖2 功率主電路原理圖 其基本工作原理是：交流輸入電壓經EMI濾波、整流濾波后得到直流電壓，通過高頻逆變器將直流電壓變換成高頻交流電壓，再經高頻變壓器隔離變換，輸出所需的高頻交流電壓，最后經過輸出整流濾波電路，將高頻變壓器輸出的高頻交流電壓整流濾波后得到所需要的高質量、高品質的直流電壓。如圖3所示為交流輸入電壓到最后輸出所需直流電壓的各環節電壓波形變換流程。
圖3 功軍主回路的電壓波形變化 本開關電源采用半橋式功率逆變電路。如圖2所示，輸入市電經EMI濾波器濾波，大大減少了交流電源輸入的電磁干擾，并同時防止開關電源產生的諧波串擾到輸入電源端。再經過橋式整流電路、濾波電路變成直流電壓加在P、N兩點問。P、N之間接人一個小容量、高耐壓的無感電容，起到高頻濾波的作用。半橋式功率變換電路與全橋式功率變換電路類似，只是其中兩個功率開關器件改由兩個容量相等的電容CA1和CA2代替。在實際應用中為了提高電容的容量以及耐壓程度，CA1和CA2往往采用的是由多個等值電容并聯組成的電容組。C A1、CA2 的容量選值應在電源體積和重量允許的條件下盡可能的大，以減小輸出電壓的紋波系數和低頻振蕩。CA1 和CA2 在這里同時起到了靜態時分壓的作用，使Ua =Uin／2。在本電源的設計中，采用IGBT來作為功率開關器件。它既具有MOSFET的通斷速度快、輸入阻抗高、驅動電路簡單及驅動功率小等優點，又具有GTR的容量大和阻斷電壓高的優點。 在IGBT的集射極間并接RC吸收網絡，降低開關應力，減小IGBT關斷產生的尖峰電壓；并聯二極管DQ實現續流的作用。二次整流采用全波整流電路，通過后續的LC濾波電路，消除高頻紋波，減小輸出直流電壓的低頻振蕩。LC濾波電路中的電容由多個高耐壓、大容量的電容并聯組成，以提高電源的可靠性，使輸出直流電壓更加平穩。 2.2 控制電路 控制電路部分實際上是一個實時檢測和控制系統，包括對開關電源輸出端電壓、電流和IGBT溫度的檢測，對收集信息的分析和運算處理，對電源工作參數的設置和顯示等。其控制過程主要是通過采集開關電源的相關參數，送入DSP芯片進行預定的分析和計算，得出相應的控制數據，通過改變輸出PWM波的占空比，送到逆變橋開關器件的控制端，從而控制輸出電壓和電流。
圖4 IGBT驅動電路原理圖 由于TMS320LF2407A的驅動功率較小，不能勝任驅動開關管穩定工作的要求，因此需要加上驅動放大電路，以增大驅動電流功率，提高電源系統的可靠性。如圖4所示，采用兩片TCA422組成驅動放大電路。TC4421／4422是Microchip公司生產的9A高速MOsFET／IGBT驅動器，其中TC4421是反向輸出，TC4422是同向輸出，輸出級均為圖騰柱結構。 TC4421／4422具有以下特點： ①輸出峰值電流大：9 A； 因此，整個控制電路需要提供15 V、5 V和3.3 V三種制式的電壓。設計中選用深圳安時捷公司的HAw 5-220524 AC／DC模塊將220 V、50 Hz的交流電轉換成24 V直流電，然后采用三端穩壓器7815和7805獲得15 V和5 V的電壓。TMS320LF2407A所需的3.3 V由5 V通過TPS7333QD電壓芯片得到。 （4）采樣電路 電壓采樣電路由三端穩壓器TL431和光電耦合器PC817之問的配合來構成。電路設計如圖5所示，TL431與PC817一次側的LED串聯，TL431陰極流過的電流就是LED的電流。輸出電壓Ud經分壓網絡后到參考電壓UR與TL431中的2.5 V基準電壓Uref進行比較，在陰極上形成誤差電壓，使LED的工作電流 If發生變化，再通過光耦將變化的電流信號轉換為電壓信號送人LF2407A的ADCIN00引腳。
圖5 電壓采樣電路原理圖 由于TMS320LF2407A的工作電壓為3.3 V，因此輸入DSP的模擬信號也不能超過3.3 V。為防止輸入信號電壓過高造成A／D輸入通道的硬件損壞，我們對每一路A／D通道設計了保護電路，如圖5所示，Cu2，CU3 起濾波作用，可以將系統不需要的高頻和低頻噪聲濾除掉，提高系統信號處理的精度和穩定性。另外，采用穩壓管限制輸入電壓幅值，同時輸入電壓通過二極管與3.3 V電源相連，以吸收瞬間的電壓尖峰。 當電壓超過3.3 V時，二極管導通，電壓尖峰的能量被與電源并聯的眾多濾波電容和去耦電容吸收。并聯電阻Ru4的目的是給TL431提供偏置電流，保證TL431至少有1 mA的電流流過。Cu1 和RU3作為反饋網絡的補償元件，用以優化系統的頻率特性。 電流采樣的原理與電壓采樣類似，只是在電路中要通過電流傳感器將電流信號轉換為電壓信號，然后再進行采集。 （5）保護電路 為保證系統中功率轉換電路及逆變電路能安全可靠工作，TMs320LF2407A提供了  輸入信號，利用它可以方便的實現逆變系統的各種保護功能，具體實現框圖如圖6所示：
各種故障信號經或門CD4075B綜合后，經光電隔離、反相及電平轉換后輸入到
圖7 軟件模塊流程圖 3.1 初始化模塊系統初始化子程序是系統上電后首先執行的一段代碼，其功能是保證主程序能夠按照預定的方式正確執行。系統的初始化包括所有DSP的基本輸入輸出單元的初始設置、LCD初始化和外擴單元的檢測等。 3.2 ADC采樣模塊 TMS320LF2407A芯片內部集成了10位精度的帶內置采樣／保持的模數轉換模塊（ADC）。根據系統的技術要求，10位ADC的精度可以滿足電壓的分辨率、電流的分辨率的控制要求，因此本設計直接利用DSP芯片內部集成的ADC就可滿足控制精度。另外，該10位ADC是高速ADC，最小轉換時間可達到500 ns，也滿足控制對采樣周期要求。 ADC采樣模塊首先對ADC進行初始化，確定ADC通道的級聯方式，采樣時間窗口預定標，轉換時鐘預定標等。然后啟動ADC采樣，定義三個數組依次存放電壓、電流和溫度的采樣結果，對每一個信號采樣8次，經過移位還原后存儲到相應的數組中，共得到3組數據。如果預定的ADC中斷發生，則轉人中斷服務程序，對采樣的數據進行分析、處理和傳輸。以電壓采樣為例，其具體的流程圖如圖8所示。
圖8 電壓采樣程序流程圖 3.3 PID運算模塊本系統借助DSP強大的運算功能，通過編程實現了軟件PID調節。由于本系統軟件中采用的是增量式PID算法，因此需要得到控制量的增量△un ，式（3）為增量式PID算法的離散化形式： 開關電源在進入穩態后，偏差是很小的。如果偏差e在一個很小的范圍內波動，控制器對這樣微小的偏差計算后，將會輸出一個微小的控制量，使輸出的控制值在一個很小的范圍內，不斷改變自己的方向，頻繁動作，發生振蕩，這既影響輸出控制器，也對負載不利。 ADC采樣模塊首先對ADC進行初始化，確定ADC通道的級聯方式，采樣時間窗口預定標，轉換時鐘預定標等。然后啟動ADC采樣，定義三個數組依次存放電壓、電流和溫度的采樣結果，對每一個信號采樣8次，經過移位還原后存儲到相應的數組中，共得到3組數據。如果預定的ADC中斷發生，則轉人中斷服務程序，對采樣的數據進行分析、處理和傳輸。以電壓采樣為例，其具體的流程圖如圖8所示。
圖8 電壓采樣程序流程圖 3.3 PID運算模塊本系統借助DSP強大的運算功能，通過編程實現了軟件PID調節。由于本系統軟件中采用的是增量式PID算法，因此需要得到控制量的增量△un ，式（3）為增量式PID算法的離散化形式： 開關電源在進入穩態后，偏差是很小的。如果偏差e在一個很小的范圍內波動，控制器對這樣微小的偏差計算后，將會輸出一個微小的控制量，使輸出的控制值在一個很小的范圍內，不斷改變自己的方向，頻繁動作，發生振蕩，這既影響輸出控制器，也對負載不利。 為了避免控制動作過于頻繁，消除由于頻繁動作所引起的系統振蕩，在PID算法的設計中設定了一個輸出允許帶eo。當采集到的偏差|en|≤eo時，不改變控制量，使充電過程能夠穩定地進行；只有當|en| >eo 時才對輸出控制量進行調節。PID控制模塊的程序流程如圖9所示：
圖9 PID運算程序流程圖 3.4 PWM 生成模塊TMS320LF2407A內部包括兩個事件管理器模塊EVA和EVB，每個事件管理器模塊包括通用定時器GP、比較單元、捕獲單元以及正交編碼脈沖電路。通過TMS320LF2407A事件管理模塊中的比較單元可以產生帶死區的PWM波，與PWM 波產生相關的寄存器有：比較寄存器CMPRx、定時器周期寄存器Tx—PR、定時器控制寄存器TxCON、定時器增／減計數器TxCNT、比較控制寄存器COMCONA／B、死區控制寄存器DBTCONA／B。 PWM波的生成需對TMS320LF2407A的事件管理模塊中的寄存器進行配置。由于選用的是PWM1／2，因此配置事件管理寄存器組A，根據需要生成帶死區PWM波的設置步驟為： （1）設置并裝載比較方式寄存器ACTRA，即設置PWM波的輸出方式； （2）設置T1CON寄存器，設定定時器1工作模式，使能比較操作； （3）設置并裝載定時器1周期寄存器T1PR，即規定PWM 波形的周期； （4）定義CMPR1寄存器，它決定了輸出PWM 波的占空比，CMPR1中的值是通過計算采樣值而得到的； （5）設置比較控制寄存器COMCONA，使能PD—PINTA 中斷； （6）設置并裝載死區寄存器DBTCONA，即設置死區時間。
圖10所示為帶死區PWM波的生成原理 3.5 鍵盤掃描及LCD顯示模塊
圖11 樣機額定負載時的輸出波形 5 結論本文介紹的基于DSP的大功率高頻開關電源，充分發揮了DSP強大功能，可以對開關電源進行多方面控制，并且能夠簡化器件，降低成本，減少功耗，提高設備的可靠性。試驗數據表明指標滿足設計要求，本電源均能夠保持良好的輸出性能。 |
基于DSP的大功率開關電源的設計方案
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