我也不懂,不過你提的這個問題好廣,,,能不能說細一點,,反激的?正激的?半橋全橋等等,調整都不一樣吧,,還有功率大小,,越細越好回答,,,

路過,,,等高手來解答...

偶認為不同的拓撲調試操作方法都一樣,只是參數不同,不知對不對?

應該不同吧,不同的電路工作原理都不同,側重點也不同,調試方法也不會相同吧..個人意見,,還望高手解答...

按照教材上的方法全部都要過開環測試這一關,用電壓疊加法注入掃頻擾動信號,在被測電源輸出用網絡分析儀或者類似設備測出一個與頻率有關的開環增益和相位圖,然后......(樓主刪除3千字)稀里嘩啦!請高人指教!

好貼頂上去啊,想明白全橋反饋怎么做,比如用TL494

頂一個.

也來學習下!...頂!

郁悶ing!

有沒有湖北老鄉過來頂一把撒?這么經典的問題難道大家都知道?郁悶!
這個問題討論得差不多的時候我再跟大家討論磁放大器技術.

呵呵,我來幫老鄉頂一下.我現在在研究反激的反饋問題,不過還處于迷茫中,希望有高手來起個頭,大家學習哈!

我也來頂一把,請路過的大俠就TL494中的3腳與15腳和2腳之間的反饋電路的參數是如何的選取或測試發表一下自己的看法

每個拓撲都不一樣的,我看過一些反饋資料,里面說得就是不一樣,要根據各個電路拓撲來設計相應的反饋環

學習中!

就是想請老兄給我們講講是怎么設計的,就以TL494為例

咨詢過N多高手,好像很多公司都不做這些測試的,甚至有些公司有網絡分析儀也沒人去用.網絡分析儀太貴,我發現用DAAS也挺好.DAAS是數字音頻分析系統,只能測到20KHz以下的信號,一般電壓型開關電源最多也就做到5KHz帶寬,完全夠用.

該問題想必知道的人都不愿說... ...
無論什么樣的電源拓撲都要做開環測試和閉環測試這兩步.
開環測試.
開環測試時,將誤差放大器接成射極跟隨器模式,用一個精密穩壓輔助電源接在誤差放大器回路中,先調輔助電源,目的是保證開機后輸出是低電壓.開機后,調整輔助電源將待測電源輸出調至額定值.將DAAS的掃頻信號輸出用隔離方式接在誤差放大器輸入端,在電源輸出端接一個電解電容后接在DAAS輸入端,啟動DAAS的頻率響應測試模式就能測出頻響曲線,切換功能就能看出相位曲線.
未完待續......

私下有人說我有毛病,測這個干什么?
唉!不知道怎么說了,我只能坦白一點,我是給專業功放設計大功率電源,什么叫專業功放?就是演出用的功放,動不動就幾千瓦功率那種.
功放動態十足,一般人都做成不穩壓的,因為穩壓后問題多多、可靠性也不高(相對而言,這是負反饋的悲哀!也是自動控制理論的經典結論!)但是本人認為只要保護周到可靠性是可以折中的,前提是保護電路可靠即可.
問題就擺在眼前,做反饋就要面對反饋環的調整,還是電壓和電流兩個環......
APFC、ZVS、磁放大器,都將粉墨登場.(有個聲音在大喊:“讓牛皮再吹大一點!” 我看我還是快閃)

測出開環增益和頻響特性、相位特性只是萬里長征的第一步.用于描述頻響和相位特性的圖叫波特圖.對于頻響,是功率級增益與對數頻率的對應曲線.至于相位就......
根據電路拓撲選擇合適的反饋形式和參數.反饋形式和參數確定后做設計驗證時再次測試頻響和相位以及增益的過程叫閉環測試.
反饋形式的選擇和參數的計算是個復雜的話題,涉及復變函數、時域、頻域、極點、零點、諧振等關鍵字.
未完待續......

請繼續說......

網絡分析儀,,,,,我沒有,,,,,,DAAS,,,,嘿,,,,我也沒有,,,,,示波器可以測試嗎?

示波器加信號發生器可以測頻響,相位的話......!!@#$%^&*()_+|

我發這個帖子想跟高手交流一下,可以就一些細節討論討論,結果不是高手不屑一顧就是嗤之以鼻!
我十分懷疑一個不經該步驟做設計驗證的產品可以放心量產?畢竟你不能限制用戶的使用,你不能跟用戶說你既不能......也不能......還不能.....!

壇子里高手少啊!更何況,相關的儀器很貴的.我到現在還沒見過呢.
嚴格來說,對反饋環路嚴格設計、實驗是非常應該的,因為這是電源穩定工作的起碼保證.可是,你知道的,大多數公司根本就沒有嚴格測試的,能測測動態響應已經是負責任的了.

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樓主注:以下文章轉載自互聯網,花了半天時間才整理完畢,主要是原文不能轉載,用特殊方法才搞定.最痛苦的事情莫過于把圖片一個一個地搬家.接下來的日子我拉兄弟們過來就論文中的問題展開討論,歡迎參與.
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基于TOPSwitch的反激變流器反饋電路的優化設計
摘 要:介紹了利用TOPSwitch構成的反激變流器．井從傳遞函數補償的角度分析了反饋電路的設計方法.通過反饋電路結構和參數的調整,變流器的輸出電壓紋波大幅度減小,抗干擾性能得到了加強,效率有所提高.
關鍵詞:單片開關電源;反激;反饋:傳遞函數

0 引言
    近年來,中小功率的開關電源向著單片集成化的方向發展.1997年,美國功率集成公司(Power Integration Inc,簡稱PI公司)推出三端單片電源TOPSwitch-II系列.該系列產品將MOSFET和控制電路集成在一起,不僅提高了電源效率,而且使電源的體積和重量大為減小.
    由于TOP系列單片電源的集成度很高,外圍電路十分簡單,本文在試驗的基礎上分析并改進了反饋網絡,驗證了其對電路性能提高的有效性.

1 TOPSwitch開關電源反饋電路設計
    TOPSWitch的外圍電路主要分為輸入整流濾波電路、鉗位保護電路、高頻變壓器、輸出整流濾波電路和反饋電路5部分.其中前4部分電路設汁可以在PI公司的網站上找到專用的設計軟件進行計算,電路的參數和器件型號都能滿足TOPSwitch開關電源的需要.
    至于反饋電路,由于PI公司沒有專用的工具,所以必須根據電路的實際情況進行設計.單片開關電源的反饋形式雖然有很多,但可以歸結為圖1所示的4種基本形式.其中圖1(a)為基本反饋電路,電路簡單但穩壓性能較差,負載調整率只能達到S1=±5%;圖1(b)為改進型反饋電路,增加了一只穩壓管D5,可以使S1改善到±2%;圖1(c)為帶穩壓管的光耦反饋電路,相當于給TOPSwitch增加一級外部誤差放大器,再與內部誤差放大器配合使用,可以對輸出電壓進行調整,S1可到達±1%;圖1(d)為帶TL431的光耦反饋電路,用三端線性穩壓管代替圖l(c)中的穩壓管D5,從而對輸出電壓進行精細調整,S1=±O.2%.

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    設計開關電源時,一般根據實際技術要求選擇合適的反饋電路,本文就圖l(d)的反饋形式進行分析.并給出較為實用的電路結構,圖2是應用TOP224及精密反饋電路構成的反激變流器,交流通用輸入(85~265V),多路輸出,要求主輸出電壓紋波在0．5%以內,負載調整率S1=±0.2%.    
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    對于圖2電路,主要就是要確定R4、R5、R6及R7的值.電路利用輸出電壓與T1431構成的誤差比較器,通過光耦PC817線性關系的電流變化控制TOPSwitch的Ic,從而改變PWM寬度,達到穩定輸出電壓的目的.從TOPSwicth的流入控制腳C的電流Ir與占空比D成反比關系,如圖3所示.
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    為使PWM線性調節,控制腳電流Ir應在2~6mA之間,而Ic是受光耦二極管電流If控制的,由于光耦PC817是線性光耦,二極管正向電流If在3mA左右時,三極管的集射電流Ice在4mA左右,而且集射電壓Vce在很寬的范圍內線性變化.因此確定選PC817二極管正向電流If為3mA.
    從TL431的技術參數知,Vka在2.5~37V變化時,Ika可以在1~100mA內大范圍變化,一般選20mA即可,既可以穩定工作,又能提供一部分死負載.
    由以上分析,可以得到一組關系式,有

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式中:Vf是PC817二極管壓降;
      VR是TL43l參考端電壓;
      Vc是輸出電壓.
    根據以上計算得到:R4=10kΩ、R5=10k、R6=470Ω、R7=150Ω.
    使用以上參數構成的反激變流器,由于高頻變壓器漏感的存在以及PCB的布局不夠合理,使得輸出電壓紋波較大,達到150mV(=3%),所以必須對控制電路進行改進,進一步提高控制環路的增益和帶寬,改善電路的瞬態響應,以降低輸出紋波.
    TOPSwitch的控制函數有兩個極點,第一個極點頻率為7kHz,它是由內部阻容元件構成的低通濾波器決定的,其截止頻率為7kHz,能濾掉開關噪聲電壓,而對誤差電壓只產生很小的相移.第二個極點頻率為1.7kHz,是由自動重啟動電容C8(47μF)和控制端動態阻抗Zc決定的,該極點適用于開關電源在不連續模式且占空比D<50%情況下.
    反激變流器的控制框圖如圖4所示.在設計反饋網絡前,假設PC817的電流傳輸比CTR=100%,而且因為TOPSwitch的控制是電流模式,所以PC817構成的傳遞環節不影響整個系統的頻率響向應,令Kea=1,并且所有設計采樣點在輸出的小LC濾波環節之前.此時,開環傳遞函數為V1為

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    V1折算到低壓側的原邊直流電壓;
    RL為負載電阻;
    L為高頻變壓器次級電感.
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    代入電路參數得
    TOPSwitch的開關頻率為100 kHz,為了避免其引起過多的相移,一般取帶寬為其頻率的l/4一1/5,我們取1/5為20kHz.則此時的相位φ=arctan(20/33)一arctan(20/14)-arctan(20/49)=-46°
    如果用單極點補償[如圖5(a)所示],則帶寬處的相位裕度為180—90一46=43°,比工程上一般要求的45°偏小,所以采用雙極點補償形式來提升相位裕度.圖5(b)具有兩個極點和一個零點,把第一個極點設定在原點,第一個零點一般在帶寬的1/8左右,這樣在帶寬處提升相位10°左右,此零點越低,相位提升越明顯,但太低了就降低了低頻增益,使輸出調整率降低,這里取2kHz.第二個極點的選取一般是用來抵消右半平面零點(一般由輸出電容的ESR引起)的增益升高,保證增益裕度,使帶寬處保持一20db/10decade的形狀,這里取極點頻率50kHz,如圖6所示.
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    補償網絡通頻帶增益Ad=0,所以有R3/Rl=l,對應圖2中,R8=R4=10kΩ.又有fz1=2kHz,fp2=50kHz,
    
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得到C1=318pF,C2=8nF.對應圖2中C9=318pF,C8=8nF.
    此時帶寬處的相位裕度為180一90+10一46=54°,滿足工程上的要求.在低于OdB帶寬后,曲線為一40dB/decade,這樣增益迅速上升,低頻部分增益很高,使電源輸出的直流部分誤差非常小,并且有很好的負載調整率和電壓凋整率.

2 實驗結果
    按以上分析得到的參數設計了一款反激變流器電路,單片開關電源選用TOP224Y,總功率45W,輸出+5V(6A),士15V(1A),圖7、圖8為實測波形.輸出電壓紋波為20mV(=0.4%),電壓調整率SV<10mV(<0.2%),負載調整率S1=10mV(=0.2%),效率達到80%.

500) {this.resized=true; this.width=500; this.alt='這是一張縮略圖，點擊可放大。\n按住CTRL，滾動鼠標滾輪可自由縮放';this.style.cursor='hand'}" onclick="if(!this.resized) {return true;} else {window.open('http://u.dianyuan.com/bbs/u/48/1166751505.jpg');}" onmousewheel="return imgzoom(this);">500) {this.resized=true; this.width=500; this.alt='這是一張縮略圖，點擊可放大。\n按住CTRL，滾動鼠標滾輪可自由縮放';this.style.cursor='hand'}" onclick="if(!this.resized) {return true;} else {window.open('http://u.dianyuan.com/bbs/u/48/1166751516.jpg');}" onmousewheel="return imgzoom(this);">

3 結語
    本文通過分析反激變流器的傳遞函數,設計出一種較好的補償網絡,并給出一些主要的參數的計算方法.針對實驗電路,可以發現應用新的補償網絡,輸出電壓紋波得到很大改善,抗干擾性能得到提高,而且電源效率有一定改善.

掃一眼樓上的文章,立即發現我們哪些地方需要補課了.

牛人,,,搬這么多好東西上來.....

看來這篇文章影響力還是蠻高的,這位兄弟信手就拈到!

兄臺捧場,熱淚容眶......

原文:“如果用單極點補償[如圖5(a)所示],則帶寬處的相位裕度為180—90一46=43°......”

請大家注意那個相位裕度的計算方式,是180-90-(閉環增益)=增益裕度.
再看書上的一段:BOOST(提升相位)=M-P-90  (M是相位提升裕度;P是開環增益;90是常數).
對比上面兩個計算式能否看出什么規律?誰能解釋一下嗎?