雙管正激的顯著優點：（摘自 開關電源設計 第二版 Abraham）

1，  關斷時，每個開關管僅承受一倍直流輸入電壓；

2，  關斷時，不出現漏感尖峰。  

第一個優點，是兩個二極管實現鉗位，容易理解。 第二個優點，我想了想，根本原因是：初級繞組同時勵磁傳輸能量以及磁復位，不存在單管正激初級繞組和磁復位繞組不可能完全耦合的情況，等效為初級繞組和磁復位繞組實現了理想的完全耦合，所以無漏感尖峰問題。

陸續搞過LLC，反激，BUCK，BUCK-BOOST,單管正激，有源鉗位單管正激。其中反激搞得最多。卻一直沒機會玩玩雙管正激，前段時間，比較空閑，機會來了。

由于是第一次做雙管正激電源，請兄弟們斧正

我把過程和步驟詳細羅列出來，供沒搞過光管正激的兄弟參考，。

第一次嘗試雙管正激電源，輸入176-264V~，輸出24V10A。

變壓器設計：

磁芯：EC3540  窗口面積：Aw=125平方毫米  磁芯中柱截面積：Ae=95平方毫米

開關頻率，假定Fs=50kHz，周期 T=1/Fs=20us,最大占空比 Dmax=0.4,最大導通時間Tonmax=T*Dmax=8us.

1,算初級繞組Np: Np=Vin*Tonmax/(ΔB*Ae)=250*8/(0.2*95)=105Ts

最小輸入電壓按250V算

Vin,單位V; Tonmax,單位us; ΔB,單位T,特斯拉; Ae,單位平方毫米. 

反激我也按這個公式算,不過ΔB的話,小功率我一般取到0.3左右,初級好少繞幾圈.

2,算初級等效平頂波電流值:Ipft-p

   Pin=Pout/0.8=240/0.8=300=Vin min* Ipft-p* Dmax

   Ipft-p=300/( Vin min* Dmax)=300/(250*0.4)=3A

3,算初級電流有效值:Irms-p= Ipft-p*√Dmax=3*√0.4=1.9A

4,算初級繞組需要的漆包線面積:按找5A/平方毫米計算,Sp=1.9/5=0.38 平方毫米

  初步選直徑0.45的漆包線*2,面積為π*D*D*2/4=3.14*0.45*0.45*2/4=0.32 平方毫米

5,算次級電壓Vs:Vs=(Vout+VF)/Dmax=(24+1)/0.4=62.5 V

6,算次級繞組Ns: Ns=Np*Vs/Vin=105*62.5/250=26.25 取26

7,算次級電流有效值:Irms_s= Isrms=Iomax×√Dmax=10*√0.4=6.32A 

8,算次級繞組線徑面積: 按5A/平方毫米算,Ss=6.32/5=1.26 平方毫米

 初步選直徑0.6的漆包線*4,面積為π*D*D*2/4=3.14*0.6*0.6*4/4=1.13 平方毫米

驗證能繞下不:初級面積:105*0.32=33.6

             初級面積:26*1.13=29.38

             窗口面積:125 平方毫米

            繞組占窗口比例:(33.6+29.38)/125=0.504 

這個數值偏高,當時沒太注意,結果才發現,這個比例確實太高,繞制變壓器時,幾乎繞滿骨架,結果呢,導致:1,漏感更大 2,寄生電容更大 3,銅損更大 4,繞組散熱更難

該換型號大點的磁芯,或者開關頻率提高,減少匝數.

要是我再設計,自然冷卻,繞組占窗口面積的比例,我會設計在0.2-0.3左右.對不?

輸出濾波電感設計:

我用的鐵硅鋁磁環:27*11(外徑*高) 線徑么,我沒算,直接用變壓器次級繞組的線徑,0.6*4.

因為放得下,如果空間很受限制的,按7-10A/平方毫米來計算我想都行,因為散熱條件好,且磁損小.當然,空間足夠,線粗點,效率高點是好事.

感量計算: 假定ΔI=Io/3=3.33A，L=(Vs-Vo-VF)*Tonmax/ ΔI=(62.5-1-24)*8/3.33=90 uH

繞多少圈? 我偷懶,沒去算,直接繞,然后測試下,一會就把電感樣品繞制好.

順便說下,反激變壓器,我也不計算氣隙的,偷懶,繞制好后,一邊測,一邊調整下氣隙就行.

計算過程就這樣了.然后是一些調試經驗:

1,控制IC,最初我是用的3842,因為手上沒3844或3845,結果遇到現象如下:輸入電壓較低時,3842會動作,占空比大于0.5,因為是雙管正激,不能正常磁復位,導致電源 嗒!......嗒!.....的響,有些嚇人,換3844后就OK

2,負載帶大時電源不穩定:將TL431 R,K之間并聯電容C26 增大為474解決(最初是104)

3,負載在輕載和重載切換,電源響應過慢的問題:R22,有最初4.7K調整為NC;R20,由12K,調整為1K解決問題.

4,空載輸出電壓不穩的問題:3844 3,4腳間并聯一101電容 以及輸出加0.8W假負載.

加這個101電容,可以有效降低假負載的功率.加101電容后,輸出空載時,驅動信號改善了很多,就是連續性更好,不會一會有驅動,一會沒驅動.這個現象的根本原因?我也不知道,忘知道的兄弟指教.反正我不認為是斜率補償的結果.

空載輸出電壓不穩的根本原因是輸出空載,又沒假負載的話,3844的供電電壓不能保證.所以,如果是繞組供電,那么加假負載吧. 有單獨VCC供電,就可以不加假負載.

5,輸入電壓為176V~時,輸出帶載10A,輸出電壓會掉到23V,測試驅動,發現是占空比已經到達極限.根本原因,是輸入最低電壓的計算,176*1.414=248.86V,我直接取250V,是準確的.

一個是初級兩個MOS管在導通時有壓降,二是整流橋后的電容在放電時電壓會下降,下降值,可以根據:I*T=C*V來計算.

所以心中有冰http://bbs.dianyuan.com/topic/730739

這個帖子中,最低輸入電壓時的計算: Vin(min)=180×0.9×√2-20=209 VDC  

很有參考意義. 0.9,指電網向波動10%   20V,指整流橋后的電容放電階段電壓下降20V了.計算確實需要細致,呵呵.

最終，我把變壓器輸入匝數減小為90TS，次級繞組調整為28TS解決問題。

6,我電路中,檢測光耦U2 3腳的信號來做過流保護,我認為是不能實現的。但是，反激效果良好。 我認為，根本原因是：對于正激：如果把光耦K端的電壓設置得比較低，比如4V，那么輸出帶載在輕載和重載切換時，輸出電壓會波動過大；設置得比較高，比如20V，那么輕載和重載切換，輸出電壓會很穩定。但是，此時負載在輕載到重載，光耦第3腳的電壓，就不怎么改變了。遠不像對于反激，光耦K端電壓設置為4V左右時，光耦第3腳的電壓會隨負載改變而改變，所以可以利用來實現過流保護。

7，LF1  LF2電流值偏小，溫升較高，需要增大規格。

8，初級的兩個MOS，最開始我用的是7N60，溫度很高，然后換為IPP60R199CP，輸入功率直接下降9W，溫度馬上下來，立竿見影，呵呵。

初級的兩個MOS是串聯關系，所以需要Rds小點的MOS。

這是效率對比：220V~時測試

MOS                輸入功率  輸出24V/10A  效率

7N60                299W           240W    0.803

IPP60R199CP         290.3W         240W    0.827

9,輸出濾波電感,我繞制時,繞2層,27TS 80uH,輸入220V~,輸出24V5A,效率85%

                        后來,繞3層,38TS,160uH, 輸入220V~,輸出24V5A,效率85.7%

繞這么多,是以為手上的這個鐵硅鋁磁導率比較低,好像是75,要是是125的,會更好.

10,初級的鉗位二極管D6 D7,最開始我是用的HER207,后來改為FR207后,關斷時導致的輸出噪聲降低了很多.整機效率并沒有降低.

11,3844和MOS的布局,可以更優化下,減小驅動線路和電流檢測線路的走線的.當時由于為了放置過流保護的那幾個元件,弄成了這樣。

最終，176-264 輸出24V10A，輸出紋波50 mV 噪聲100mV 。噪聲確實好過單管正激，更不用說反激。

完

附：電路，PCB圖

電路圖：24V10A V1.0 

PCB正面： 

PCB背面：